一种应用于射频卡的集成稳压电路的设计
1. 引言
近年来，随着无线通信技术，微电子技术的发展，非接触式IC卡(射频卡)技术蓬勃发展，并在众多领域里得到了迅速的普及和推广，如公交自动售票系统、居民身份证卡、电话卡、银行卡等。无源供电技术是射频卡的关键技术之一，目前主要是通过电磁感应原理和集成稳压电路来解决的。当射频卡进入阅读器磁场时，通过电磁感应从磁场中获得能量，即在卡的线圈两端感应出交流电流，经过整流稳压后可得到直流电压。本文讨论一种采用0.35um CMOS工艺专为射频卡设计的自反馈开关式稳压电路。
2. 稳压电路的结构设计和工作原理
集成稳压电路也称集成电压调整器，当输入电压或输出电流在一定范围内变化时，其输出电压保持不变。它已被广泛应用于各种电子设备中，以取代分立器件组装的稳压电源。
2.1 电路结构设计
该集成稳压电路主要包括以下几个部分：基准源电路，电压调节电路和电源开关电路。
基准源电路由二级CMOS差分放大电路和晶体管电路构成的能隙基准源组成。其结构如图1。
有源电阻P0和多晶电阻R7组成偏置电路，为电路提供偏置电流。二级差分放大器的两个输入连接在Q1端和Q2端，由基准源原理可知只有放大电路的输入失调电压很小，并且不受温度的影响时，基准源的输出才可以保持好的性能。根据放大器的作用和能隙基准源原理可得：
I1R6=I2R4 (1)
由(1)式可知电路中放大器的输入失调电压接近为零。故稳定后REF点的电压值为下式：
VREF=VQ1+VR6=VQ1+R6I1= VQ1+R4I2 (2)
因PNP晶体管的基极和集电极相连，故VQ1值相当于晶体管中BE结二极管的正向压降VBE 值，VBE一般为0.6~0.8V。
晶体管中BE结二极管的温度系数为负，而电阻的温度系数为正，在(2)式中VQ1和VR6随温度的变化可以相互补偿，故该基准源的输出VREF对温度变化不敏感。
电压调节电路是稳压电路中的核心部分，包括两个一级CMOS差分放大电路COMP和电压调节及反馈电路，如图2。
两个差分放大器的输入由分压电阻得到，比较放大后经反馈调节和限流保护电路得到MA1和MB1以来控制电源开关电路中开关管的开启和截止。
电源开关电路由储能电容，NMOS管构成的整流器及开关电路组成，如图3。P1，P2直接连到线圈L0的两端，通过电磁耦合在P1，P2上感应出交流电，经整流后在储能电容C0端产生直流电压VDD。调压电容C5在N2管导通后构成放电回路使P1，P2上的电流开始对C5充电而停止对C0充电，使C0两端电压保持稳定，即为负载电路提供稳定的电源电压。
射频卡进入阅读器的磁场时，经线圈电磁耦合后在P1，P2上产生交流感应电流，通过整流器转换成直流电流，同时对储能电容C0和电压调节电容C5进行充电。C5电容很小，通过整流器的电流瞬间可将其充满，由于N2管截止在C5两边没有放电回路，故P1，P2上的电流将只对电容C0充电，C0两端产生电源电压VDD，VDD随着电容充电过程而不断升高。整流器中有源电阻和二极管的作用使得P1，P2两端的电压幅值上升，导致a点的电位也随之上升;同时，电压采样电路的输出也随着VDD的升高而升高。当VDD电压值达到V0时(见图4)，采样输出电压都大于基准电压VREF，此时电压调节电路中输出MA1，MB1的电压值能够使N1，N2这两个管子先后开启。因N2管源端接地，N2管导通后a上的电压开始降低，使得P1，P2再次对C5进行充电。由于N2管一直处于导通状态，故C5也同时开始放电，此后C5和N2管一直处于一边充电一边放电的状态，且a点电压在一定的范围内振荡。C5的充放电通过反馈使得P1、P2上电压峰值保持在一定的电位上，也不再对电容C0继续充电，故C0两端的电压差保持稳定。此时得到的VDD就是我们所需要的工作电压。射频卡正常工作时由于负载电路的消耗，储能电容C0上的电压会随之下降，当VDD值小于V0值时N2管将截止，C5电容没放电回路，P1，P2对C5充电充满后，将对C0继续充电使C0两端的压差增大，即VDD上升。这样电路中就形成了一个自反馈的稳压电源。
3. 模拟结果
在射频卡正常工作环境中，卡和阅读器的耦合系数很小一般为0.1~0.35左右，阅读器信号电压一般为12V。仿真验证中，加12V、13.56MHz的测试激励以在电感L0上得到感应电流。采用0.35um的SPICE模型，耦合系数设为0.25，得到VDD稳定电压为3.35V，Hspice仿真结果见图4：
4. 结论
通过上述的设计和仿真分析，可知此稳压电路可在短时间内获得稳定电压，并可自动调整;多目标流片测试结果基本与仿真结果一致亦达到设计要求，故具有较好的实用性和参考价值。
近年来，随着无线通信技术，微电子技术的发展，非接触式IC卡(射频卡)技术蓬勃发展，并在众多领域里得到了迅速的普及和推广，如公交自动售票系统、居民身份证卡、电话卡、银行卡等。无源供电技术是射频卡的关键技术之一，目前主要是通过电磁感应原理和集成稳压电路来解决的。当射频卡进入阅读器磁场时，通过电磁感应从磁场中获得能量，即在卡的线圈两端感应出交流电流，经过整流稳压后可得到直流电压。本文讨论一种采用0.35um CMOS工艺专为射频卡设计的自反馈开关式稳压电路。
2. 稳压电路的结构设计和工作原理
集成稳压电路也称集成电压调整器，当输入电压或输出电流在一定范围内变化时，其输出电压保持不变。它已被广泛应用于各种电子设备中，以取代分立器件组装的稳压电源。
2.1 电路结构设计
该集成稳压电路主要包括以下几个部分：基准源电路，电压调节电路和电源开关电路。
基准源电路由二级CMOS差分放大电路和晶体管电路构成的能隙基准源组成。其结构如图1。
有源电阻P0和多晶电阻R7组成偏置电路，为电路提供偏置电流。二级差分放大器的两个输入连接在Q1端和Q2端，由基准源原理可知只有放大电路的输入失调电压很小，并且不受温度的影响时，基准源的输出才可以保持好的性能。根据放大器的作用和能隙基准源原理可得：
I1R6=I2R4 (1)
由(1)式可知电路中放大器的输入失调电压接近为零。故稳定后REF点的电压值为下式：
VREF=VQ1+VR6=VQ1+R6I1= VQ1+R4I2 (2)
因PNP晶体管的基极和集电极相连，故VQ1值相当于晶体管中BE结二极管的正向压降VBE 值，VBE一般为0.6~0.8V。
晶体管中BE结二极管的温度系数为负，而电阻的温度系数为正，在(2)式中VQ1和VR6随温度的变化可以相互补偿，故该基准源的输出VREF对温度变化不敏感。
电压调节电路是稳压电路中的核心部分，包括两个一级CMOS差分放大电路COMP和电压调节及反馈电路，如图2。
两个差分放大器的输入由分压电阻得到，比较放大后经反馈调节和限流保护电路得到MA1和MB1以来控制电源开关电路中开关管的开启和截止。
电源开关电路由储能电容，NMOS管构成的整流器及开关电路组成，如图3。P1，P2直接连到线圈L0的两端，通过电磁耦合在P1，P2上感应出交流电，经整流后在储能电容C0端产生直流电压VDD。调压电容C5在N2管导通后构成放电回路使P1，P2上的电流开始对C5充电而停止对C0充电，使C0两端电压保持稳定，即为负载电路提供稳定的电源电压。
射频卡进入阅读器的磁场时，经线圈电磁耦合后在P1，P2上产生交流感应电流，通过整流器转换成直流电流，同时对储能电容C0和电压调节电容C5进行充电。C5电容很小，通过整流器的电流瞬间可将其充满，由于N2管截止在C5两边没有放电回路，故P1，P2上的电流将只对电容C0充电，C0两端产生电源电压VDD，VDD随着电容充电过程而不断升高。整流器中有源电阻和二极管的作用使得P1，P2两端的电压幅值上升，导致a点的电位也随之上升;同时，电压采样电路的输出也随着VDD的升高而升高。当VDD电压值达到V0时(见图4)，采样输出电压都大于基准电压VREF，此时电压调节电路中输出MA1，MB1的电压值能够使N1，N2这两个管子先后开启。因N2管源端接地，N2管导通后a上的电压开始降低，使得P1，P2再次对C5进行充电。由于N2管一直处于导通状态，故C5也同时开始放电，此后C5和N2管一直处于一边充电一边放电的状态，且a点电压在一定的范围内振荡。C5的充放电通过反馈使得P1、P2上电压峰值保持在一定的电位上，也不再对电容C0继续充电，故C0两端的电压差保持稳定。此时得到的VDD就是我们所需要的工作电压。射频卡正常工作时由于负载电路的消耗，储能电容C0上的电压会随之下降，当VDD值小于V0值时N2管将截止，C5电容没放电回路，P1，P2对C5充电充满后，将对C0继续充电使C0两端的压差增大，即VDD上升。这样电路中就形成了一个自反馈的稳压电源。
3. 模拟结果
在射频卡正常工作环境中，卡和阅读器的耦合系数很小一般为0.1~0.35左右，阅读器信号电压一般为12V。仿真验证中，加12V、13.56MHz的测试激励以在电感L0上得到感应电流。采用0.35um的SPICE模型，耦合系数设为0.25，得到VDD稳定电压为3.35V，Hspice仿真结果见图4：
4. 结论
通过上述的设计和仿真分析，可知此稳压电路可在短时间内获得稳定电压，并可自动调整;多目标流片测试结果基本与仿真结果一致亦达到设计要求，故具有较好的实用性和参考价值。