基于BiCMOS宽动态可变增益放大器的设计
可变增益放大器(VGA)可以实现对不同幅度输入信号进行放大，广泛适用在磁盘读取驱动电路，电视调谐器等宽输入动态范围的系统中。在无线信号收发机的模拟前端和通讯AGC系统中，同样起着至关重要的作用。常见的VGA形式多样。通过改变放大器等效跨导的方法，即改变流入负载的信号电流大小来改变增益，如Gilhert结构电路，但其全差分的电路堆叠了多层管子，限制了输出动态范围。可简单地改变输出电阻，但此时输出节点是放大器的主极点，输出电阻的变化将引起带宽大大变化。近来，有不少电路构造指数规律VGA，但电路相对复杂。本文针对某超外差电视中频接收机芯片中的前置可变增益放大器，构造了一种由稳压源，VGA和控制电路组成的新电路结构。该电路从电源电压、动态范围、带宽等关键指标出发，具有高增益，大带宽等特点，并保证了良好的线性度，而且在控制电路设计中还考虑了噪声分配，提高了电路信噪比。结构框图如图1所示。
1 电路设计与分析
1．1 稳压电路
为了避免外界电源波动及温度变化对MOS管漏源两端电压的影响，提高增益控制的准确性，每级VGA设计配有独立的稳压源。稳压过程是一个负反馈过程，利用调整管跨导的调节，使输出维持在一定范围内，如图2所示。
图2中Q1，Q2构成比较器，M3为调整管。当外界电源扰动或负载变化使Vout增大时，Vout的增加量通过电阻R2～R4取样得到，Vref-Vbl值下降，比较器输出减小，跨导gm3变小，迫使Vout降低，从而输出稳定的参考电压。工作时：
为了消除放大器自激，在电路中加上C1=C2=1．25 pF。C1跨接在放大器M3两端，形成密勒补偿；C2在反馈回路中和R2并联，形成超前补偿，有效保证相位裕度大于45°，提高反馈电路的稳定性。另外加大了调整管M3的尺寸，使(W／L)3=10(W／L)1、2，保证其在最坏情况下极限参数都有充分的余量，保证电路正常工作。
1．2 VGA电路
文献简单采用多晶硅电阻和MOS管并联的结构，利用栅压改变输出电阻值。为了提高线性度和可控性，本文采用输出电阻和射极电阻并存结构，分别并联上不同尺寸的管子P1～P5，N1～N6，结构简化如图3所示。
图3中：
(W／L)P2>(W／L)P1， (W／L)N2>(W／L)N1
电路工作时以N管为例：开始Vc=0，此时Vgs-Vth<0，所有N管截止。当Vc上升到刚好使0<Vgs2-Vth<Vds2时，Vgs1<Vgs2，Vds1=Vds2，N2先导通，N1截止。N2管处在饱和区，等效电阻为：
并联在射极，使射极电阻Rs减小。当控制电压Vc继续上升时，N1管才导通，Rs进一步减小。通过选择管子宽长比，保证并联电阻Ron2<R-on1，导通后阻值变化先快后慢，很好的控制了单个电阻值变化对整体阻值的影响，保证了精度，P管导通情况反之。增益如下：
Vc增加时，N管逐个导通Rs减小，P管逐个截止Rc变大，Av变大。因Vc控制Rc，Rs同时变化，可实现在较小范围控制条件下实现较大输出动态范围变化。
1．3 控制电路
为了尽量降低噪声系数，调整增益范围，设计如下电路，产生互延迟的控制电压V1，V2，从第二第三级起控，保证第一级处在较大增益处。如图4所示。
C1，C2分别经Q5，Q4充电使Vc1=Vc2=Vb=4 V，当Iin>O时，两路分别和由Q8，Q7构成的电流镜形成放电回路，分流控制电容电压值。电容电压为：
P1，P2组成电流镜给C1充电，减小分流带来的影响，使Iin很小时，V1能基本维持不变，产生延迟作用。
电流镜如下：
当Iin足够大时，电容电压下降经二极管Q5，Q4箝位，保持在O．7 V左右。为了控制输入电流在一定范围，可以选择合适的电阻比值和电流镜大小。偏置部分电路未画出。
2 版图设计和仿真结果
使用HSpice电路仿真软件在UMC 0．5μmBiCMOS工艺库下仿真。在Vb=4 V下对控制电路进行直流分析，图5为控制电压随输入电流大小变化关系图。从图中可看出，无放电回路时C1，C2充电在Vb=4 V，当0<Iin<30μA时，C2通过Q7放电V2开始下降，而V1则由电流镜补偿，电压得到补充，V1下降缓慢有一个延迟过程，V1>V2；当30μA<Iin<70 μA时，V1和V2以同步速率下降；当输入电流大于70μA时，两电压下降最终箝位在Vds=O．7 V。
要求增益不大时，由二三级调节可得，当增益要求更高时，第一级起控，以此加大放大器总增益范围，达到宽范围调节的目的。增益在66 dB范围内具有良好的线性度，见图6。
图7为电路在5种不同输入电流时的频率响应。当输入电流为0时，放大器处在最大增益处66 dB；输入电流增加，控制电压减小，增益减小；当输入电流超过60μA时，Av下降到0 dB左右。总增益变化和输入电流成反比。噪声系数仿真不超过28 dB。
增益分配对接收机来说很关键，设计要求最大增益为60 dB。本文采用三级差分放大器串联组成，每级控制范围20 dB左右，最高66 dB，最小带宽为15～88 MHz，满足设计指标，见表1。
3 结语
本文针对某中频接收机芯片设计需要，提出一种宽范围VGA电路，通过控制和稳压模块，进一步提高增益动态范围和电路稳定性。仿真结果表明放大器在70 μA控制条件下实现66 dB的增益线性宽范围调节，性能满足指标，可投入实际生产。在其他宽范围VGA应用场合，此电路同样适用。
1 电路设计与分析
1．1 稳压电路
为了避免外界电源波动及温度变化对MOS管漏源两端电压的影响，提高增益控制的准确性，每级VGA设计配有独立的稳压源。稳压过程是一个负反馈过程，利用调整管跨导的调节，使输出维持在一定范围内，如图2所示。
图2中Q1，Q2构成比较器，M3为调整管。当外界电源扰动或负载变化使Vout增大时，Vout的增加量通过电阻R2～R4取样得到，Vref-Vbl值下降，比较器输出减小，跨导gm3变小，迫使Vout降低，从而输出稳定的参考电压。工作时：
为了消除放大器自激，在电路中加上C1=C2=1．25 pF。C1跨接在放大器M3两端，形成密勒补偿；C2在反馈回路中和R2并联，形成超前补偿，有效保证相位裕度大于45°，提高反馈电路的稳定性。另外加大了调整管M3的尺寸，使(W／L)3=10(W／L)1、2，保证其在最坏情况下极限参数都有充分的余量，保证电路正常工作。
1．2 VGA电路
文献简单采用多晶硅电阻和MOS管并联的结构，利用栅压改变输出电阻值。为了提高线性度和可控性，本文采用输出电阻和射极电阻并存结构，分别并联上不同尺寸的管子P1～P5，N1～N6，结构简化如图3所示。
图3中：
(W／L)P2>(W／L)P1， (W／L)N2>(W／L)N1
电路工作时以N管为例：开始Vc=0，此时Vgs-Vth<0，所有N管截止。当Vc上升到刚好使0<Vgs2-Vth<Vds2时，Vgs1<Vgs2，Vds1=Vds2，N2先导通，N1截止。N2管处在饱和区，等效电阻为：
并联在射极，使射极电阻Rs减小。当控制电压Vc继续上升时，N1管才导通，Rs进一步减小。通过选择管子宽长比，保证并联电阻Ron2<R-on1，导通后阻值变化先快后慢，很好的控制了单个电阻值变化对整体阻值的影响，保证了精度，P管导通情况反之。增益如下：
Vc增加时，N管逐个导通Rs减小，P管逐个截止Rc变大，Av变大。因Vc控制Rc，Rs同时变化，可实现在较小范围控制条件下实现较大输出动态范围变化。
1．3 控制电路
为了尽量降低噪声系数，调整增益范围，设计如下电路，产生互延迟的控制电压V1，V2，从第二第三级起控，保证第一级处在较大增益处。如图4所示。
C1，C2分别经Q5，Q4充电使Vc1=Vc2=Vb=4 V，当Iin>O时，两路分别和由Q8，Q7构成的电流镜形成放电回路，分流控制电容电压值。电容电压为：
P1，P2组成电流镜给C1充电，减小分流带来的影响，使Iin很小时，V1能基本维持不变，产生延迟作用。
电流镜如下：
当Iin足够大时，电容电压下降经二极管Q5，Q4箝位，保持在O．7 V左右。为了控制输入电流在一定范围，可以选择合适的电阻比值和电流镜大小。偏置部分电路未画出。
2 版图设计和仿真结果
使用HSpice电路仿真软件在UMC 0．5μmBiCMOS工艺库下仿真。在Vb=4 V下对控制电路进行直流分析，图5为控制电压随输入电流大小变化关系图。从图中可看出，无放电回路时C1，C2充电在Vb=4 V，当0<Iin<30μA时，C2通过Q7放电V2开始下降，而V1则由电流镜补偿，电压得到补充，V1下降缓慢有一个延迟过程，V1>V2；当30μA<Iin<70 μA时，V1和V2以同步速率下降；当输入电流大于70μA时，两电压下降最终箝位在Vds=O．7 V。
要求增益不大时，由二三级调节可得，当增益要求更高时，第一级起控，以此加大放大器总增益范围，达到宽范围调节的目的。增益在66 dB范围内具有良好的线性度，见图6。
图7为电路在5种不同输入电流时的频率响应。当输入电流为0时，放大器处在最大增益处66 dB；输入电流增加，控制电压减小，增益减小；当输入电流超过60μA时，Av下降到0 dB左右。总增益变化和输入电流成反比。噪声系数仿真不超过28 dB。
增益分配对接收机来说很关键，设计要求最大增益为60 dB。本文采用三级差分放大器串联组成，每级控制范围20 dB左右，最高66 dB，最小带宽为15～88 MHz，满足设计指标，见表1。
3 结语
本文针对某中频接收机芯片设计需要，提出一种宽范围VGA电路，通过控制和稳压模块，进一步提高增益动态范围和电路稳定性。仿真结果表明放大器在70 μA控制条件下实现66 dB的增益线性宽范围调节，性能满足指标，可投入实际生产。在其他宽范围VGA应用场合，此电路同样适用。