恒压/恒流输出式单片开关电源的设计原理
1.恒压/恒流输出式开关电源的工作原理
7.5V、1A恒压/恒流输出式开关电源的电路如图1所示。它采用一片TOP200Y型开关电源(IC1),配PC817A型线性光耦合器(IC2)。85V～256V交流输入电压u经过EMI滤波器L2、C6)、整流桥(BR)和输入滤波电容(C1),得到大约为82V～375V的直流高压UI,再通过初级绕组接TOP200Y的漏极。由VDZ1和VD1构成的漏极箝位保护电路,将高频变压器漏感形成的尖峰电压限定在安全范围之内。VDZ1采用BZY97C200型瞬态电压抑制器,其箝位电压UB=200V。VD1选用UF4005型超快恢复二极管。次级电压经过VD2、C2整流滤波后,再通过L1、C3滤波,获得＋7.5V输出。VD2采用3A/70V的肖特基二极管。反馈绕组的输出电压经过VD3、C4整流滤波后,得到反馈电压UFB=26V,给光敏三极管提供偏压。C5为旁路电容,兼作频率补偿电容并决定自动重启频率。R2为反馈绕组的假负载,空载时能限制反馈电压UFB不致升高。
该电源有两个控制环路。电压控制环是由1N5234B型62V稳压管(VDZ2)和光耦合器PC817A(IC2)构成的。其作用是当输出电流较小时令开关电源工作在恒压输出模式,此时VDZ2上有电流通过,输出电压由VDZ2的稳压值(UZ2)和光耦中led的正向压降(UF)所确定。电流控制环则由晶体管VT1和VT2、电流检测电阻R3、光耦IC2、电阻R4～R7、电容C8构成。其中,R3专用于检测输出电流值。VT1采用2N4401型NPN硅管,国产代用型号为3DK4C;VT2则选2N4403型PNP硅管,可用国产3DK9C代换。R6、R5分别用于设定VT1、VT2的集电极电流值IC1、IC2。R5还决定电流控制环的直流增益。C8为频率补偿电容,防止环路产生自激振荡。在刚通电或自动重新启动时,瞬态峰值电压可使VT1导通,利用R7对其发射结电流进行限制;R4的作用是将VT1的导通电流经VT2旁路掉,使之不通过R1。电流控制环的启动过程如下：随着IO的增大,当IO接近于1A时,UR3↑→VT1导通→UR6↑→VT2导通,由VT2的集电极给光耦提供电流,迫使UO↓。由UO降低,VDZ2不能被反向击穿,其上也不再有电流通过,因此电压控制环开路,开关电源就自动转入恒流模式。C7为安全电容,能滤除由初、次级耦合电容产生的共模干扰。
该电源既可工作在7.5V稳压输出状态,又能在1A的受控电流下工作。当环境温度范围是0℃～50℃时,恒流输出的准确度约为±8％。
该电源的输出电压－输出电流(U0－I0)特性如图2所示。由图可见,它具有以下显著特点：
（1）当u=85VAC或265VAC时,特性曲线变化很小,这表明输出特性基本不受交流输入电压变化的影响;
（2）当IO<0.90A时处于恒压区,IO≈0.98A时位于恒流区,且UO随着IO的略微增加而迅速降低;
（3）当UO≤2V时,VT1和VT2已无法给光耦继续提供足够的工作电流,此时电流控制环不起作用,但初级电流仍受TOP200Y的最大极限电流ILIMIT(max)的限制。这时,UR6↑,通过VT1和VT2使光耦工作电流迅速减小,强迫TOP200Y进入自动重新启动状态。这表明,一旦电流控制环失控,立即从恒流模式转入自动重启状态,将IO拉下来,对芯片起保护作用。
2.恒压/恒流输出式开关电源的电路设计
电压及电流控制环的单元电路如图3所示。
2.1 电压控制环的设计
恒压源的输出电压由下式确定：
UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1(1)
式中,UZ2=6.2V,UF=1.2(典型值),需要确定的只是R1上的压降UR1。令R1上的电流为IR1,VT2的集电极电流为IC2,光耦输入电流(即LED工作电流)为IF,显然IR1=IC2=IF,并且它们随u、IO和光耦的电流传输比CTR值而变化。TOP200Y的控制端电流IC变化范围是2.5mA(对应于最大占空比Dmax)～6.5mA(对应于最小占空比Dmin),现取中间值IC=4.5mA。因IC是从光敏三极管的发射极流入控制端的,故有关系式
IR1=Ic/CTR (2)
在IC和CTR值确定之后,很容易求出IR1。单片开关电源须采用线性光耦合器,要求CTR=80％～160％,可取中间值120％。将IC=4.5mA,CTR=120％代入式(2)得出,IR1=3.75mA。令R1=39Ω时,UR1=0.146V。最后代入式(1)计算出
UO=UZ2＋UF＋UR1=6.2V＋1.2V＋0.146V
=7.546V≈7.5V
2.2 电流控制环的设计
电流控制环由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和PC817A等构成。下面需最终算出恒定输出电流IOH的期望值。图3中,R7为VT1的基极偏置电阻,因基极电流很小,而R3上的电流很大,故可认为VT1的发射结压降UBEI全部降落在R3上。则
IOH=UBE1/R3 (3)
利用下面二式可以估算出VT1、VT2的发射结压降：
UBE1=(kT/q)·In(Ic1/Is) (4)
UBE2=(kTq)·In(Ic2/Is) (5)
式中,k为波尔兹曼常数,T为环境温度(用热力学温度表示),q是电子电量。当TA=25℃时,T=298K,kT/q=0.0262V。IC1、IC1分别为VT1、VT2的集电极电流。IS为晶体管的反向饱和电流,对于小功率管,IS=4×10－14A。
因为前已求出IR1=IF=IC2=3.75mA,所以UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)
=0.0262In(3.75mA/4×10 -14A)
=0.662V
又因IE2≈IC2,故UR5=IC2R5=3.75mA×100Ω=0.375V,由此推导出UR6=UR5＋UBE2=0.375V＋0662=1.037V。取R6=220Ω时,IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值来估算UBE1,进而确定电流检测电阻R3的阻值：
UBE1=0.0262In(4.71mA/4×10 -14A)=0.668
R3=IBE1/IOH=0.668V/1.0A=0.668Ω
与之最接近的标称阻值为0.68Ω。代入式(3)可求得
IOH=0.668V/0.68Ω=0.982
考虑到VT1的发射结电压UBE1的温度系数αT≈－21mV/℃,当环境温度升高25℃时,IOH值降为
I＇OH=UBE1-
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