高频、超快速瞬态响应降压DC-DC转换器
摘要
在过去的几年里，一些半导体公司已经可以为那些要求≥1.2V稳定电压和≤ 1A电流的便携式和非便携式设备提供单片DC-DC转换器。这些器件通常采用非常小的封装，并采用很高的开关频率，这使得可采用非常小尺寸的外部电感和电容。随着这些器件开始得到广泛应用，对其制造商提出的要求也更多地转向更快的线路和负载瞬态响应。
这就要求控制带宽应当做得尽可能的宽，而这可通过将开关频率提高到几MHz来实现。由于大多数这些器件针对移动设备应用，因此其功率转换效率在轻负载、重负载直至全负载情况下都必须保持在一个很高的性能水平上。大多数一线工程师明白，在提高开关频率的同时保持高效率通常是两个互相矛盾的要求。在分立式应用中，随着转换器开关频率的提高，所有的动态损失也随之呈正比增加。这意味着，电路设计和性能评估必须重复地进行，才能获得开关频率、小尺寸PCB和低待机电流的恰当组合，并同时实现超快速瞬态响应。
在本文中，我们将讨论一种创新性的同步降压转换器，它可提供如上面描述的令人印象深刻的性能，同时只需要最少的外部元器件。
简介
AAT1130 SwitchReg™是研诺整个电源管理IC™产品系列中的一员。它是一款固定频率（在稳态运行期间）、电流模式的降压转换器。其独特的架构不仅改善了瞬态响应，同时允许采用微型无源LC滤波器元件。高开关频率（高达2.5MHz）可保持低输出电压纹波。AAT1130可提供高达500mA的输出电流，在无负载情况下，仅消耗60μA的静态电流。电流模式控制电路在稳态运行期间采用固定开关频率。这使得控制电路几乎立刻可以做出反应以得到一个改善的瞬态响应，并且与小到1μH 和4.7μF 的LC元件一起工作时也能保持稳定。AAT1130可以将2.7V到5.5V的输入电压调节成0.6V到1.8V的输出电压。不同型号的AAT1130可以输出固定的或可调节的稳定电压。对于输出可调节型号，输出电压由一个外部电阻分压电路来设定。内部MOSFET开关减小了整体解决方案的尺寸，同时在宽负载电流范围内保持很高的效率。AAT1130采用节省空间的2.0x2.2mm SC70JW-10封装，额定工作温度范围为-40°C 到85°C。
以下是AAT1130的一些关键性能参数，它们使得该器件成为许多应用的理想解决方案：
2.5MHz 开关频率
输入电压范围：2.7V到5.5V
Output V 输出电压范围：0.6V到1.8V
高达92%的峰值效率(VIN = 3.6V, VOUT = 1.8V)
低至60μA静态电流
500mA最大连续输出电流
快速瞬态响应和小型LC输出滤波元件
固定和可调节输出电压选择
内部软启动
过温保护
谷底电流限制保护
采用SC70JW-10封装
-40°C 到 85°C温度范围
可从该款性能丰富的产品中获益的应用包括：
微处理器/DSP核和I/O
手机
超级移动PC
数码相机
便携式音乐播放器
掌上游戏机
手持仪器
典型应用图见图1
超快速瞬态响应
图2描述了该器件生成的两个瞬态响应图。该图显示，对于100mA到400mA的脉冲电流最大过冲为30mV，它也显示在2到3微秒内电压可完全恢复到稳定状态，这从任何一个角度来看都是一个杰出的结果。
第二张图显示在从空载至满载的极端电流波动情况下，最大过冲和下冲大约为50mV。脉冲前沿的恢复时间为2-3Sec，脉冲后沿的恢复时间大约为10Sec，这是一个非常好的性能参数。响应时间的不同是由于大电流和电感值共同作用的结果，此处控制回路逐渐将占空比降到最小，直到电感器上存储的能量耗尽，亦即后沿的恢复基本上是电感电流和电感值的函数，而不是控制回路参数的函数。
功能描述
AAT1130是一款高性能的500mA 2.5MHz（在稳态运行期间的最大开关频率）单片降压转换器。它可将外部元件的尺寸减到最小，允许使用高度只有1mm的微型0603电感，并在全负载范围内优化了效率。除了小型的旁路输入电容外，输出端只需一个小型L-C滤波器。通常情况下，对于小于1.2V输出电压的应用，建议采用1μH的电感和4.7μF的陶瓷电容（见表）。对于固定输出电压型号，只需三个外部电源元件(CIN, COUT和 L)。输出电压可利用外部反馈电阻进行编程，变化范围可从0.6V到1.8V。也可在外部反馈上增加一个额外的前馈电容来提供更好的瞬态响应（见图1）。输入电压范围为2.7V 到5.5V。转换器的效率也已经针对从零负载到500mA的全负载情况进行了优化。
内部误差比较器和内置补偿提供了卓越的瞬态响应、负载和线路调节。在施加使能信号或输入电压时，软启动可消除任何输出电压过冲。
功能方块图见图3，
控制回路
AAT1130采用电流模式控制方案，这允许它采用非常高的开关频率。电流模式控制方案对于一个给定的输入电压来说可在一个固定的导通时间里运行。导通时间与输入电压呈反比变化，与输出电压呈正比变化，在稳态条件下这可给稳压器一个固定的开关频率。这允许使用非常小的外部电感和电容。小尺寸、低静态电流和自动转换到可变开关频率模式，使它成为了小型电池供电应用的理想选择。
稳定性
AAT1130无需额外的补偿元件来保证稳定性，唯一的要求就是选择合适的输出电容。电流模式控制通过控制电感电流来调节输出电压，从而简化了补偿。
这接近于环路增益中的单极响应，即便由于LC滤波器存在一个复杂的极性对。因此，交叉频率近似为DC环路增益乘以单极。AAT1130 DC 环路增益是60mΩ电流感应电阻的函数，由以下方程式决定：
主导极点频率为：
因此交叉频率是：
保持稳定性的唯一要求就是交叉频率要远远小于2.5MHz的开关频率。
交叉频率可以是开关频率的一半或者1.25MHZ。因此可用下式计算输出电容：
举例：
给定VOUT = 1.2V，那么COUT > 4.24μF，因此4.7μF的电容是合适的。
由于独特的控制方法，“内部”电流控制回路不存在固有的不稳定性，而这却困扰着大部分固定频率电流模式DC-DC调节器。
软启动
当AAT1130被使能后，它就进入了软启动模式。在这种模式下，输出电压以超过150us的时间缓慢上升，从而允许输出电容在无需吸收过多输入电流的情况下进行充电。此特性可防止电池和其他输入电源的超载。
电流限制
AAT1130包含一个逐周期的电流限制功能，以防止自己和外部电路受到损害。该电流限制是谷底电流限制，采用N通道同步整流器来测量电流值。如果同步整流器电流高于谷底电流，那么AAT1130 就一直打开同步整流器，直到电流值低于限制值为止。这就允许AAT1130即使在硬短路输出情况下也能将电流控制在电流限制值范围内。
过温
AAT1130具有热保护功能，当裸片温度超过安全水平时就自动关闭调节器。当裸片温度达到140°C时，启动热保护功能，但有15°C的滞后。
电源转换效率
图4描述了在不同的输入电压及从0.1mA轻载到500mA满载的宽负载电流范围内，该模块的效率测量值。任何一个人都可以清楚地观察到，在中间的那段电流范围内，效率曲线几乎是平的，接着有一个高达93%的峰值，在500mA的满载处效率为87%。即使当电流非常低≤ 1mA时，效率也依然非常高，这就可导致更长的电池寿命。
设计步骤
以下是使用AAT1130的详细设计步骤。该设计将包含以下几方面：
输出滤波电感和电容
输入滤波电容
反馈电阻选择
PCB布局考虑
由于AAT1130具有内部补偿电路，因此无需外部补偿电路，这就使得设计师可将节省下来的宝贵时间用于大型项目的其他方面，转换器只是其中很小的一部分。
虽然我们在这里讨论了该设计方法的一些细节问题，但这是非常值得一提的，因为该设计所有的细节工作都已经由硅设计师完成了，包括像过流保护和欠压锁定这样的主要性能问题。
这一类的转换器将继续提供非常丰富的功能和高性能以满足现代电子产品的需求，同时将应用设计师手中繁琐的细节设计工作转交到硅设计师手中。这简化了终端应用的设计任务，同时允许IC设计师凭借一些额外工具通过利用每一个可处理的参数对设计进行微调。
电感选择
电感值
该降压转换器采用谷底电流模式控制和斜率补偿将占空比稳定地保持在50%以上。必须选择合适的输出电感值，以使得电感电流的下降斜率满足内部斜率补偿的要求。表1显示了针对各种不同的输出电压建议的电感值。
选择合适的电感
一旦你已经选定了电感的值，从制造商数据手册的一堆列表中选择出一款合适的电感还需要一些特别的注意。制造商的规格同时列出了电感直流电流额定值和峰值电流额定值，前者是一个最大热量限制，后者由饱和特性决定。在正常的负载条件下，电感不应当显示出任何可察觉到的饱和现象。
电感DCR和效率
一些电感可能满足峰值电流额定值要求，但平均电流额定值会由于高DCR而导致过度的损耗。在选择电感时，永远记得考虑与DCR相关的损耗和它对整个转换器效率的影响。
电容的选择
输入电容
为输入端选择一个4.7μF到10μF的X7R 或 X5R陶瓷电容。当选择合适的电容值时，永远记得检查陶瓷电容的直流电压系数特性。例如，对于一个容值为10μF的6.3V, X5R陶瓷电容来说，施加5.0V直流电压时的实际电容值大约为6μF。输入电容可为AAT1130吸收的脉冲电流边沿提供一个低阻抗环。低ESR/ESL X7R 和 X5R陶瓷电容是这个用途的理想选择。为了将寄生电感最小化，电容应当放置得尽可能靠近IC。这就确保输入电流高频内容的局部化，从而可将电磁干扰和输入电压纹波降到最小。
实验室测试装置通常包含两根长电线，它们连接测试台电源和评估板输入电压引脚。这些电线的电感和低ESR陶瓷输入电容能够构建出一个高Q网络，它可能会影响到转换器的性能。在负载瞬态变化期间，这个问题经常会变得很明显，具体表现形式为输出电压的过度振荡，它可能也会导致回路相位和增益测量的错误。由于馈送输入电压的短PCB印制线的电感明显低于测试台电源的输出接脚，因此大部分应用并不存在这个问题。在输入电源引线的电感不能被降低到不影响转换器性能的水平的应用中，一个高ESR值钽或铝电解电容应该与低ESR、ESL值的旁路陶瓷电容并联放置。这可以减弱高Q网络和稳定系统。
输出电容
输出电容可在大负载瞬变期间限制输出纹波和提供保持功能。一个4.7μF 到 10μF X5R 或X7R陶瓷电容通常在大负载瞬变期间提供足够大的电容值来稳定输出，它也具有生成低输出纹波所需的ESR 和 ESL特性。内部电压环路补偿也将最小输出电容值限制到4.7μF。这是由于它的值会影响到环路交叉频率（控制环路带宽）、相位裕度和增益裕度。更大的输出电容值将会降低交叉频率和提高相位裕量。
反馈电阻选择
见图5，用于输出电压调节的外部电阻
图5中的电阻R1和R2用于对输出电压进行调节，以使得它大于0.6V。为了在维持良好抗噪性能的同时限制外部反馈电阻串所需的偏置电流，R2的最小建议值为59kΩ。虽然一个更大的电阻值将会进一步降低静态电流，但是它也会增加反馈节点的阻抗，从而使其对外部噪声和干扰更加敏感。表2总结出了对应各种输出电压的R1电阻值，R2设置在59kΩ（可得到良好的抗噪性能）或221kΩ（可得到更低的无负载输入电流）。
AAT1130结合使用一个外部前馈电容（见图5中的CFF）时，可为极端脉冲负载应用提供增强的瞬态响应性能。前馈电容的增加通常需要一个更大的输出电容C1来维持稳定性。
热计算
AAT1130降压转换器有三种类型的损耗：开关损耗、传导损耗和静态电流损耗。传导损耗与功率输出开关器件的RDS(ON) 特性有关。开关损耗取决于功率输出开关器件的栅极电荷量。在满载情况下，假设采用连续传导模式（CCM），这些损耗可用一个简化的形式表达如下：
IQ是该降压转换器的静态电流。“tsw”代表了漏极电流和漏-源极电压的切换时间。当降压转换器处于占空比为100%的漏失条件下，器件的总消耗可降低到：
由于RDS(ON)、静态电流和开关损耗都随输入电压的变化而变化，因此总损耗应在整个输入电压范围内进行计算。在总损耗给定的条件下，最大的结温可从SC70JW-10封装的θJA推导出来，大小为160°C/W。
布板考虑
为了使该模块能正常运行，与选择合适的元件一样重要的是最终的全电路PCB布板。
输入电容应尽可能近地连接到VCC/VP 和 PGND/GND。
Cin和L1应尽可能近地连接在一起。L1和LX（引脚5）的连接也应尽可能地短。
反馈走线或FB应当尽可能远离任何一条电源走线，并应尽可能近地连接到负载点。沿着一条大电流负载走线进行感应将降低直流负载的稳定性。如果使用外部反馈电阻，它们应当放置在离FB尽量近的地方，以最大限度地减小高阻抗反馈走线的长度。
从负载返回到PGND/GND的走线阻抗应当保持在最低值。由于内部信号地和电源地的电位差，这将有助于将直流调节中的错误减到最少。
总结
AAT1130是一款非常鲁棒的降压、同步降压转换器，应用范围涵盖微处理器/ DSP核、IO应用到数码相机。
AAT1130运行在2.5MHz的频率上，以充分优化控制回路带宽，这也允许使用小尺寸外部元件，如电感和电容。
该器件在整个电流范围内(0.1mA≤负载电流≤500mA)均可提供杰出的效率，峰值效率为93%。
由于其独特的架构和采用了控制回路优化，该器件也可以提供杰出的瞬态响应。
在过去的几年里，一些半导体公司已经可以为那些要求≥1.2V稳定电压和≤ 1A电流的便携式和非便携式设备提供单片DC-DC转换器。这些器件通常采用非常小的封装，并采用很高的开关频率，这使得可采用非常小尺寸的外部电感和电容。随着这些器件开始得到广泛应用，对其制造商提出的要求也更多地转向更快的线路和负载瞬态响应。
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Alan Elbanhawy
这就要求控制带宽应当做得尽可能的宽，而这可通过将开关频率提高到几MHz来实现。由于大多数这些器件针对移动设备应用，因此其功率转换效率在轻负载、重负载直至全负载情况下都必须保持在一个很高的性能水平上。大多数一线工程师明白，在提高开关频率的同时保持高效率通常是两个互相矛盾的要求。在分立式应用中，随着转换器开关频率的提高，所有的动态损失也随之呈正比增加。这意味着，电路设计和性能评估必须重复地进行，才能获得开关频率、小尺寸PCB和低待机电流的恰当组合，并同时实现超快速瞬态响应。
在本文中，我们将讨论一种创新性的同步降压转换器，它可提供如上面描述的令人印象深刻的性能，同时只需要最少的外部元器件。
简介
AAT1130 SwitchReg™是研诺整个电源管理IC™产品系列中的一员。它是一款固定频率（在稳态运行期间）、电流模式的降压转换器。其独特的架构不仅改善了瞬态响应，同时允许采用微型无源LC滤波器元件。高开关频率（高达2.5MHz）可保持低输出电压纹波。AAT1130可提供高达500mA的输出电流，在无负载情况下，仅消耗60μA的静态电流。电流模式控制电路在稳态运行期间采用固定开关频率。这使得控制电路几乎立刻可以做出反应以得到一个改善的瞬态响应，并且与小到1μH 和4.7μF 的LC元件一起工作时也能保持稳定。AAT1130可以将2.7V到5.5V的输入电压调节成0.6V到1.8V的输出电压。不同型号的AAT1130可以输出固定的或可调节的稳定电压。对于输出可调节型号，输出电压由一个外部电阻分压电路来设定。内部MOSFET开关减小了整体解决方案的尺寸，同时在宽负载电流范围内保持很高的效率。AAT1130采用节省空间的2.0x2.2mm SC70JW-10封装，额定工作温度范围为-40°C 到85°C。
以下是AAT1130的一些关键性能参数，它们使得该器件成为许多应用的理想解决方案：
2.5MHz 开关频率
输入电压范围：2.7V到5.5V
Output V 输出电压范围：0.6V到1.8V
高达92%的峰值效率(VIN = 3.6V, VOUT = 1.8V)
低至60μA静态电流
500mA最大连续输出电流
快速瞬态响应和小型LC输出滤波元件
固定和可调节输出电压选择
内部软启动
过温保护
谷底电流限制保护
采用SC70JW-10封装
-40°C 到 85°C温度范围
可从该款性能丰富的产品中获益的应用包括：
微处理器/DSP核和I/O
手机
超级移动PC
数码相机
便携式音乐播放器
掌上游戏机
手持仪器
典型应用图见图1
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超快速瞬态响应
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图2描述了该器件生成的两个瞬态响应图。该图显示，对于100mA到400mA的脉冲电流最大过冲为30mV，它也显示在2到3微秒内电压可完全恢复到稳定状态，这从任何一个角度来看都是一个杰出的结果。
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第二张图显示在从空载至满载的极端电流波动情况下，最大过冲和下冲大约为50mV。脉冲前沿的恢复时间为2-3Sec，脉冲后沿的恢复时间大约为10Sec，这是一个非常好的性能参数。响应时间的不同是由于大电流和电感值共同作用的结果，此处控制回路逐渐将占空比降到最小，直到电感器上存储的能量耗尽，亦即后沿的恢复基本上是电感电流和电感值的函数，而不是控制回路参数的函数。
功能描述
AAT1130是一款高性能的500mA 2.5MHz（在稳态运行期间的最大开关频率）单片降压转换器。它可将外部元件的尺寸减到最小，允许使用高度只有1mm的微型0603电感，并在全负载范围内优化了效率。除了小型的旁路输入电容外，输出端只需一个小型L-C滤波器。通常情况下，对于小于1.2V输出电压的应用，建议采用1μH的电感和4.7μF的陶瓷电容（见表）。对于固定输出电压型号，只需三个外部电源元件(CIN, COUT和 L)。输出电压可利用外部反馈电阻进行编程，变化范围可从0.6V到1.8V。也可在外部反馈上增加一个额外的前馈电容来提供更好的瞬态响应（见图1）。输入电压范围为2.7V 到5.5V。转换器的效率也已经针对从零负载到500mA的全负载情况进行了优化。
内部误差比较器和内置补偿提供了卓越的瞬态响应、负载和线路调节。在施加使能信号或输入电压时，软启动可消除任何输出电压过冲。
功能方块图见图3，
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控制回路
AAT1130采用电流模式控制方案，这允许它采用非常高的开关频率。电流模式控制方案对于一个给定的输入电压来说可在一个固定的导通时间里运行。导通时间与输入电压呈反比变化，与输出电压呈正比变化，在稳态条件下这可给稳压器一个固定的开关频率。这允许使用非常小的外部电感和电容。小尺寸、低静态电流和自动转换到可变开关频率模式，使它成为了小型电池供电应用的理想选择。
稳定性
AAT1130无需额外的补偿元件来保证稳定性，唯一的要求就是选择合适的输出电容。电流模式控制通过控制电感电流来调节输出电压，从而简化了补偿。
这接近于环路增益中的单极响应，即便由于LC滤波器存在一个复杂的极性对。因此，交叉频率近似为DC环路增益乘以单极。AAT1130 DC 环路增益是60mΩ电流感应电阻的函数，由以下方程式决定：
主导极点频率为：
因此交叉频率是：
保持稳定性的唯一要求就是交叉频率要远远小于2.5MHz的开关频率。
交叉频率可以是开关频率的一半或者1.25MHZ。因此可用下式计算输出电容：
举例：
给定VOUT = 1.2V，那么COUT > 4.24μF，因此4.7μF的电容是合适的。
由于独特的控制方法，“内部”电流控制回路不存在固有的不稳定性，而这却困扰着大部分固定频率电流模式DC-DC调节器。
软启动
当AAT1130被使能后，它就进入了软启动模式。在这种模式下，输出电压以超过150us的时间缓慢上升，从而允许输出电容在无需吸收过多输入电流的情况下进行充电。此特性可防止电池和其他输入电源的超载。
电流限制
AAT1130包含一个逐周期的电流限制功能，以防止自己和外部电路受到损害。该电流限制是谷底电流限制，采用N通道同步整流器来测量电流值。如果同步整流器电流高于谷底电流，那么AAT1130 就一直打开同步整流器，直到电流值低于限制值为止。这就允许AAT1130即使在硬短路输出情况下也能将电流控制在电流限制值范围内。
过温
AAT1130具有热保护功能，当裸片温度超过安全水平时就自动关闭调节器。当裸片温度达到140°C时，启动热保护功能，但有15°C的滞后。
电源转换效率
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图4描述了在不同的输入电压及从0.1mA轻载到500mA满载的宽负载电流范围内，该模块的效率测量值。任何一个人都可以清楚地观察到，在中间的那段电流范围内，效率曲线几乎是平的，接着有一个高达93%的峰值，在500mA的满载处效率为87%。即使当电流非常低≤ 1mA时，效率也依然非常高，这就可导致更长的电池寿命。
设计步骤
以下是使用AAT1130的详细设计步骤。该设计将包含以下几方面：
输出滤波电感和电容
输入滤波电容
反馈电阻选择
PCB布局考虑
由于AAT1130具有内部补偿电路，因此无需外部补偿电路，这就使得设计师可将节省下来的宝贵时间用于大型项目的其他方面，转换器只是其中很小的一部分。
虽然我们在这里讨论了该设计方法的一些细节问题，但这是非常值得一提的，因为该设计所有的细节工作都已经由硅设计师完成了，包括像过流保护和欠压锁定这样的主要性能问题。
这一类的转换器将继续提供非常丰富的功能和高性能以满足现代电子产品的需求，同时将应用设计师手中繁琐的细节设计工作转交到硅设计师手中。这简化了终端应用的设计任务，同时允许IC设计师凭借一些额外工具通过利用每一个可处理的参数对设计进行微调。
电感选择
电感值
该降压转换器采用谷底电流模式控制和斜率补偿将占空比稳定地保持在50%以上。必须选择合适的输出电感值，以使得电感电流的下降斜率满足内部斜率补偿的要求。表1显示了针对各种不同的输出电压建议的电感值。
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选择合适的电感
一旦你已经选定了电感的值，从制造商数据手册的一堆列表中选择出一款合适的电感还需要一些特别的注意。制造商的规格同时列出了电感直流电流额定值和峰值电流额定值，前者是一个最大热量限制，后者由饱和特性决定。在正常的负载条件下，电感不应当显示出任何可察觉到的饱和现象。
电感DCR和效率
一些电感可能满足峰值电流额定值要求，但平均电流额定值会由于高DCR而导致过度的损耗。在选择电感时，永远记得考虑与DCR相关的损耗和它对整个转换器效率的影响。
电容的选择
输入电容
为输入端选择一个4.7μF到10μF的X7R 或 X5R陶瓷电容。当选择合适的电容值时，永远记得检查陶瓷电容的直流电压系数特性。例如，对于一个容值为10μF的6.3V, X5R陶瓷电容来说，施加5.0V直流电压时的实际电容值大约为6μF。输入电容可为AAT1130吸收的脉冲电流边沿提供一个低阻抗环。低ESR/ESL X7R 和 X5R陶瓷电容是这个用途的理想选择。为了将寄生电感最小化，电容应当放置得尽可能靠近IC。这就确保输入电流高频内容的局部化，从而可将电磁干扰和输入电压纹波降到最小。
实验室测试装置通常包含两根长电线，它们连接测试台电源和评估板输入电压引脚。这些电线的电感和低ESR陶瓷输入电容能够构建出一个高Q网络，它可能会影响到转换器的性能。在负载瞬态变化期间，这个问题经常会变得很明显，具体表现形式为输出电压的过度振荡，它可能也会导致回路相位和增益测量的错误。由于馈送输入电压的短PCB印制线的电感明显低于测试台电源的输出接脚，因此大部分应用并不存在这个问题。在输入电源引线的电感不能被降低到不影响转换器性能的水平的应用中，一个高ESR值钽或铝电解电容应该与低ESR、ESL值的旁路陶瓷电容并联放置。这可以减弱高Q网络和稳定系统。
输出电容
输出电容可在大负载瞬变期间限制输出纹波和提供保持功能。一个4.7μF 到 10μF X5R 或X7R陶瓷电容通常在大负载瞬变期间提供足够大的电容值来稳定输出，它也具有生成低输出纹波所需的ESR 和 ESL特性。内部电压环路补偿也将最小输出电容值限制到4.7μF。这是由于它的值会影响到环路交叉频率（控制环路带宽）、相位裕度和增益裕度。更大的输出电容值将会降低交叉频率和提高相位裕量。
反馈电阻选择
见图5，用于输出电压调节的外部电阻
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图5中的电阻R1和R2用于对输出电压进行调节，以使得它大于0.6V。为了在维持良好抗噪性能的同时限制外部反馈电阻串所需的偏置电流，R2的最小建议值为59kΩ。虽然一个更大的电阻值将会进一步降低静态电流，但是它也会增加反馈节点的阻抗，从而使其对外部噪声和干扰更加敏感。表2总结出了对应各种输出电压的R1电阻值，R2设置在59kΩ（可得到良好的抗噪性能）或221kΩ（可得到更低的无负载输入电流）。
AAT1130结合使用一个外部前馈电容（见图5中的CFF）时，可为极端脉冲负载应用提供增强的瞬态响应性能。前馈电容的增加通常需要一个更大的输出电容C1来维持稳定性。
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热计算
AAT1130降压转换器有三种类型的损耗：开关损耗、传导损耗和静态电流损耗。传导损耗与功率输出开关器件的RDS(ON) 特性有关。开关损耗取决于功率输出开关器件的栅极电荷量。在满载情况下，假设采用连续传导模式（CCM），这些损耗可用一个简化的形式表达如下：
IQ是该降压转换器的静态电流。“tsw”代表了漏极电流和漏-源极电压的切换时间。当降压转换器处于占空比为100%的漏失条件下，器件的总消耗可降低到：
由于RDS(ON)、静态电流和开关损耗都随输入电压的变化而变化，因此总损耗应在整个输入电压范围内进行计算。在总损耗给定的条件下，最大的结温可从SC70JW-10封装的θJA推导出来，大小为160°C/W。
布板考虑
为了使该模块能正常运行，与选择合适的元件一样重要的是最终的全电路PCB布板。
输入电容应尽可能近地连接到VCC/VP 和 PGND/GND。
Cin和L1应尽可能近地连接在一起。L1和LX（引脚5）的连接也应尽可能地短。
反馈走线或FB应当尽可能远离任何一条电源走线，并应尽可能近地连接到负载点。沿着一条大电流负载走线进行感应将降低直流负载的稳定性。如果使用外部反馈电阻，它们应当放置在离FB尽量近的地方，以最大限度地减小高阻抗反馈走线的长度。
从负载返回到PGND/GND的走线阻抗应当保持在最低值。由于内部信号地和电源地的电位差，这将有助于将直流调节中的错误减到最少。
总结
AAT1130是一款非常鲁棒的降压、同步降压转换器，应用范围涵盖微处理器/ DSP核、IO应用到数码相机。
AAT1130运行在2.5MHz的频率上，以充分优化控制回路带宽，这也允许使用小尺寸外部元件，如电感和电容。
该器件在整个电流范围内(0.1mA≤负载电流≤500mA)均可提供杰出的效率，峰值效率为93%。
由于其独特的架构和采用了控制回路优化，该器件也可以提供杰出的瞬态响应。
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