一种基于PWM的CMOS误差放大器的设计
本文设计的运放是整个PWM控制器的误差放大器，作为电路中最重要的模块之一，主要功能是获得输入电压和基准电压的误差放大值，作为下一级比较器的输入。与常见的误差放大器相比，本文采用二级放大器组成的CMOS运算放大器进行设计，中间加入一级缓冲器电路，克服补偿电容的前馈效应，同时消除补偿电容引入的零点。该误差放大器应用在PWM芯片中，随着其输出摆幅的调整，PWM芯片最大、最小输出占空比可以控制，明显改善了PWM芯片的性能。
1 电路设计
1．1 基本的CMOS二级运放电路
基本的CMOS二级运放电路如图1所示。基本二级电路由偏置部分和两级放大电路构成。VM5、VM6、VM8、VM9构成比例恒流源系统，对电路提供偏置。其中，VM9为等效电阻。第一级放大电路的电流偏置经由VM5管提供，VM1和VM2组成差分输入对管，VM3和VM4充当其有源负载，并且在无损增益的情况下实现电路的单端输出转换。第二级放大电路是个简单的共源放大电路，VM6提供电流偏置并充当有源负载，放大功能主要由VM7管实现。
由于场效应管做共源放大器的时候，输出端电压与输入端电压反相，使得场效应管漏极和栅极之间的电容的充放电电流增大，从输入端看进去，电容好像增大了Au倍(Au为该级放大电路的增益倍数)，这就是密勒效应。密勒效应会导致电路频率特性降低，因此，电路引入了密勒补偿电容C1，将其跨接到该级放大器的输出端和输入端，起到频率补偿的作用。
该运放结构简单，易于实现，但是电路性能不够理想。电路中的补偿电容C1在实现频率补偿的同时，也引入了电压输出负反馈，过强的负反馈容易引起运放电路的不稳定。
1．2 本设计采用的CMOS二级运放电路
为了实现频率补偿，并消除负反馈对电路稳定性的影响，本文中采用的二级运放对电路做了改进，中间加入一级缓冲器电路，克服补偿电容的前馈效应，同时消除补偿电容引入的零点。改进后的CMOS二级运放电路如图2所示。
改进后的CMOS二级运放电路仍采用比例电流镜产生偏置电流，而比例电流镜系统由VM5、VM6、VM7、VM10、VM11和VM12构成。受到模型参数的影响，为了达到适合的电位，采用VM11和V12两个PMOS管共同作为等效电阻。电路的两级放大电路没有变化，仍是分别由VM5和VM7提供电流偏置。VM1、VM2和VM3、VM4构成带有源负载的差分输入级，第一级放大电路。VM7和VM9是个简单的带有源负载的共源放大器，第二级放大电路。两级放大电路之间加入由VM6和VM8组成的缓冲器。其中，VM6管提供电流偏置，而VM8管工作在共漏组态，增益为1，即源极跟随器。源极跟随器的存在使得密勒补偿电容和输出端不直接相连，同时实现了输出端至电容端的电位平移。频率提高到一定程度时，受到源跟随器的制约，密勒补偿电容无法将信号直接馈送到放大器输出端，从而克服了密勒补偿电容带来的前馈效应，也消除了零点，改善运放的稳定性。
2 误差放大器参数设置
根据本设计的整体电路要求，误差放大器的性能指标设计目标设定如下：增益>60 dB，带宽>50 MHz，相位裕度>80°，静态电流<200 μA。
1)首先确定工作点。已知电路是由5 V的单直流电源供电，为了使输出电压的摆幅尽可能大，则VM7管的直流工作区间应该设置在饱和区，应满足VG(M7)≥5 V+VTP条件。其中，VG(M7)是VM7的栅极电压，VTP是PMOS管的开启电压，估算值为-1 V，因此VG(M7)设计取值4V。
2)静态电流和功耗设计。静态电流要求在200μA以下，分配到各支路，应满足以下条件：
3)忽略沟道调制效应，确定MOS管的宽长比。因为要保证MOS管工作在饱和区，所以MOS管电流和管子宽长比有如下关系：
其中，ID是MOS漏电流，up是PMOS的空穴迁移率，Cox是单位面积栅极电容，VGS是MOS管的栅源电压，VTP是PMOS管的阈值电压。这些参数中，ID和VGS通过电路仿真测得，up、Cox和VTP的取值一般能在工艺文件中直接查到，也可以在电路里通过仿真、计算得出。以上参数确定后，可计算可得到MOS管的宽长比。
4)运放增益的计算方法如下：
其中，gm1和gm2分别是第一、第二级放大器的等效跨导，R1和R2分别是第一、第二级放大器的等效输出电阻，计算公式如下：
上面几个式子中，uN是NMOS管的电子迁移率，rds是各MOS管的源漏电阻。
3 误差放大器仿真结果
在Cadence软件中搭建模拟仿真验证平台，在电源和地线之间接入5 V直流电压，误差放大器的正向输入端接入1．12 V的直流电压(这个电压取值在系统中由带隙基准电压源产生)，反向输入端输入一个直流电位为1．12 V的正弦波。由于放大器的电压增益较大，如果正弦波的交流幅度较大，会使得输出出现失真，因此，这里将反相输入端的正弦波电压选取1 mV的交流幅度输入。
首先要进行直流工作点的验证。通过dc仿真，观测电路中的MOS管工作状态，如果有不在饱和区的管子，需要根据调整MOS管宽长比，直至所有管子的工作区(region)都显示为“2”。
直接测试电源电压端的电流值，即可得到误差放大器的静态总电流。测得这个电流值I为173．4μA，由此可计算出误差放大器的静态总功耗：
进行瞬态仿真，仿真结果如图3所示。观察电路波形，确认模块实现了电压的比较和误差的放大功能。由瞬态仿真波形图可以看出，输入差模电压为1 mV时，输出电压最大值可达4．15 V，最小值接近1．52 V，输出摆幅不小于2．63 V。加大信号，可测得输出电压的建立时间：
计算可得上升建立时间和下降建立时间分别为6．7 V／μs和5．7 V／μs。
对电路进行交流增益仿真，观察电路增益和单位增益带宽，结果如图4所示。
根据交流仿真结果可知，电路0 dB带宽达到55.5 MHz，电压开环增益约67．2 dB，相位裕度为180°-96．97°≈83．0°。
共模抑制比CMRR是放大器对输入端共模信号的抑制能力，其计算表达式为
其中Avd表示差模增益，Avc表示共模增益。把运算放大器连接成单位增益负反馈的模式，在运算放大器的同相和反相输入端加上相同的交流电压，进行交流仿真，得到的仿真结果如图5所示，该曲线是1／CMRR，因此可以得到运算放大器的低频共模抑制比为49．17 dB。
电源抑制比PSRR是衡量电路对电源噪声的抑制能力，把运算放大器连接成单位增益负反馈的模式，仅在供电电压源上增加1 V的交流电压，测试结果如图6所示，该曲线是1／PMRR，因此运算放大器的低频电源抑制比为71．39 dB，各项指标达到预期要求。
4 结论
为解决PWM控制器中输出电压与基准电压的误差放大问题，本文设计了一款高增益，宽带宽，输出摆幅可以控制的新型误差放大器。通过在二级放大电路中间增加一级缓冲电路，克服补偿电容的前馈效应，同时消除补偿电容引入的零点。通过交流仿真验证，电路0 dB带宽达到55．5 MHz，电压开环增益约67．2 dB，相位裕度为83．0°上升建立时间和下降建立时间分别为6．7 V／μs和5．7 V／μs，共模抑制比和电源抑制比分别为49．17 dB和71．39 dB。其突出优点是自顶向下设计，每一个器件的具体参数先通过手工计算再用软件仿真逐步调整获得，查找和修改错误方便，具有较大的灵活性。该误差放大器已经成功运用到PWM芯片中，其独特的结构使得PWM的最大输出占空比和最小输出占空比可以控制，大幅提升了芯片系统的整体性能。