LNK406EG 14W可调光、高效率LED驱动设计
所使用的拓扑结构是运行于连续导通模式下的隔离反激。输出电流调节完全从初级侧检测，因此无需使用次级反馈元件。在初级侧也无需检测外部电流，而是在IC内部进行，从而进一步减少了元件和损耗。内部控制器调整MOSFET占空比以保持输入电流为正弦交流电，从而确保高功率因数和低谐波电流。
LNK406EG也可提供各种复杂的保护功能，包括环路开环或输出短路条件下自动重新启动。输入过压可提供增强的抗输入故障和浪涌能力，输出过压在负载断开时可保护电源，精确的迟滞热关断可确保在所有条件下PCB板平均温度都处于安全范围内。
在任何LED照明装置中，驱动器的性能直接决定了最终客户（用户）对照明的感受，包括启动时间、调光、闪烁和驱动器之间的一致性。此设计中重点关注的是在115 VAC和230VAC条件下尽可能多地兼容各种调光器和尽可能大地兼容调光范围。即使是这样，在两种单输入电压工作范围仍可以实现设计简化，包括不需要调光的或调光器（高质量）调光范围受限的应用。
一、电路原理图
图1 电路原理图
二、电路分析
LinkSwitch-PH是一种将控制器和725 V MOSFET集成在一起的器件，用于LED驱动器应用。LinkSwitch-PH采用单级连续导通模式反激式拓扑结构，提供初级侧调节的恒流输出，同时使AC输入保持高功率因数。
1 、输入滤波
保险丝F1在元件发生故障时提供保护，而RV1用来对差模浪涌测试期间可能产生的最大电压进行箝位。RV1的额定电压为275 VAC，略高于最大指定工作电压265 VAC。二极管桥堆BR1对AC线电压进行整流，电容C2为初级开关电流提供低阻抗通路（去耦）。为使功率因数保持在0.9以上，需要确保较低的电容（C1、C2和C11总和）值。EMI滤波功能由电感L1-L3、C1和有Y1安全要求的C7提供。L1和L2两端的电阻R16和R17可抑制输入电感、电容和AC输入阻抗之间在传导EMI测量中通常出现的共振。
2、LinkSwitch-PH初级
变压器(T1)一端连接到DC总线，另一端连接到LinkSwitch-PH的漏极引脚。在MOSFET的导通时间内，初级绕组中的电流升高，存储的能量随后在MOSFET关断时间内传送到输出。选择RM8磁芯，因为它在板上占用的面积很小。由于骨架达不到230 VAC工作条件下的6.2 mm的安全爬电距离要求，因此使用飞线将次级绕组端接到PCB板中。
为使U1得到峰值输入电压信息，AC输入整流后经由D2对C3充电。然后电流经过R2和R3，注入U1的V引脚。电阻容差将会导致不同电源之间的V引脚电流有所差异，因此选择1%误差的电阻可以将这种变化降至最低。器件也会利用V引脚电流来设置输入过压和欠压保护阈值。欠压保护可确保不同电源在相同的输入电压下启动，过压保护可使整流后的线电压承受能力（在浪涌和线电压陡升期间）达到内部MOSFET的额定725 BVDSS。电阻R1为C3提供放电通路，时间常数远大于经整流AC的放电时间，以防止V引脚电流被线电压频率所调制。
V引脚电流和FB引脚电流在内部用来控制LED平均输出电流。对于相位角调光应用，可在R引脚(R4)和V引脚上分别使用49.9 kΩ电阻和4 MΩ (R2+R3)电阻，使输入电压和输出电流保持线性关系，从而获得最大调光范围。电阻R4还设置内部的线电压输入升高、降落和输入过压保护阈值。
在MOSFET导通期间，由于漏感的影响，二极管D3和VR1将漏极电压箝位到一个安全水平。在C2上的电压降到反向输出电压(VOR)以下时，需要使用二极管D4来防止反向电流流经U1。选择肖特基势垒二极管来减少此元件中的损耗并提高效率，也可使用超快速PN型二极管(UF54002)代替，从而降低成本。
二极管D6、C5、R7和R8构成初级偏置供电，能量来自变压器的辅助绕组。电容C4对U1的BP引脚进行局部去耦，该引脚是内部控制器的供电引脚。在启动期间，与漏极引脚相连的内部高压电流源将C4充电至约6 V。此时器件开始开关，器件的供电电流再由偏置供电经过R5提供。二极管D5隔离BP引脚和C5，以防止启动时间由于对C4和C5的充电而延长。建议使用外部偏置供电（通过D5和R5）以实现最低的器件功耗和最高的效率，尽管这些元件如果需要的话可以省去。这种自供电能力可提供更好的相位角调光性能，因为在输入导通相位角很小而导致等效输入电压较低时，IC仍然能够保持正常工作。电容C4同时用来选择输出功率模式，选择10 μF（低功率模式）可以将器件功耗减至最低，降低对散热片的要求。
3 、反馈
偏置绕组电压用来间接地反映输出电压的高低，而无需使用次级侧反馈元件。偏置绕组上的电压与输出电压成比例（由偏置绕组与次级绕组之间的匝数比决定）的。电阻R6将偏置电压转换为电流，注入至U1的反馈(FB)引脚。U1中的内部控制电路综合FB引脚电流、V测引脚电流和漏极电流信息，在2:1的输出电压变化范围内提供恒定的输出电流，同时保持较高的输入功率因数。为限制空载时的输出电压，D7、C12、R20、VR3、C13、Q3和R19共同组成输出过压箝位电路。如果断开输出负载的连接，偏置电压将升高，直至VR3导通，这样会使Q3导通并减小流入FB引脚的电流。当该电流低于20 μ时，器件进入自动重启动模式，开关被禁止800ms，使输出电压（和偏置电压）下降。
4 、输出整流
变压器次级绕组由D8进行整流，由C8和C10进行滤波。选择肖特基势垒二极管用以提高效率，所选取的C8和C10的总值可使LED纹波电流等于平均值的40%。如果需要更低纹波的设计，可提高输出电容值。R15用作小的假负载，可限制空载条件下的输出电压。
5 、可控硅相位调光控制兼容性
对于用低成本的可控硅前沿相控调光器提供输出调光的要求，我们需要在设计时进行全面的权衡。
由于LED照明的功耗非常低，整个灯具所消耗的电流要小于调光器内可控硅的维持电流。这样会因为可控硅触发不一致而产生某些不良情况，比如调光范围受限和/或闪烁。由于LED灯的阻抗相对较大，因此在可控硅导通时，浪涌电流会对输入电容进行充电，产生很严重的振荡。这同样会造成类似的不良情况，因为振荡会使可控硅电流降至零并关断。
要克服这些问题，需增加两个电路—有源衰减电路和无源泄放电路。这些电路的缺点是会增大功耗，进而降低电源的效率。对于非调光应用，可以省略这些元件。
有源衰减电路由元件R9、R10、R11、R12、D1、Q1、C6、VR2、Q2以及R13共同组成。该电路可以限制可控硅导通时流入C2并对其充电的浪涌电流，实现方式是在导通前1ms内将R13串联。在大约1 ms后，Q2导通并将R13短路。这样可使R13的功耗保持在低水平，在限流时可以使用更大的值。电阻R9、R10、R11和C6在可控硅导通后提供1 ms延迟。晶体管Q1在可控硅不导通时对C6进行放电，VR2将Q2的栅极电压箝位在15 V，R12用于防止MOSFET发生振荡。
无源泄放电路由C11和R18构成。这样可以使输入电流始终大于可控硅的维持电流，而与驱动器相应的输入电流将在每个AC半周期内增大，防止每个导通角度的起始阶段出现可控硅的开关振荡。
这种设计可实现无闪烁调光，并对所有相位角调光器进行了测试，包括欧洲、中国和韩国生产的调光器，同时包括了前沿和后沿类型不同调光器。