新型boost变换器的工作原理及参数L的选择

新型boost变换器的工作原理及参数L的选择

1 引言

　　将220V电网电压经二极管整流、电容滤波提供直流电压是传统应用中最为广泛的变流方案。但是，输入产生的脉动电流会危害电网，使输入端功率因数下降，造成电网供电质量的下降和谐波损耗的增加。因此功率变换器的功率因数校正及控制问题已越来越引起人们的重视[1]。

　　功率因数校正有多种方式，较为理想的方法是在电源内部采用功率因数校正措施，将电源装置的网侧电流正弦化。有源功率因数校正(APFC)技术可将电源等效为纯电阻，极大地提高功率因数，减小高次谐波。在各种功率因数校正中，单相boost电路具有效率高、电路简单、成本低等优点得到了广泛应用[2]。文献[3—5]提出了带软开关的功率因数校正变换器，这些变换器具有如下局限性：(1)开关管承受高的电压、电流应力;(2)元器件多，成本高;(3)控制电路复杂。为了解决这些问题，本文提出了一种新型boost功率因数预调节器，电路工作在恒频下，并且实现了二极管及有源开关的软开关。下面详细介绍新型boost变换器的工作原理以及新型boost功率因数预调节器的实验结果。

　　2 新型boost变换器的工作原理以及参数L的选择

　　2.1　工作原理

　　新型boost变换器如图1所示，其中C1是有源开关Q1的寄生电容。

　　图1　新型boost变换器

　　在进行讨论之前，作如下几点假设：

　　·输入滤波电感足够大，故在一个开关周期中，电压源Vi及输入滤波电感Lf可用一恒值电流源代替Ii代替。

　　·输出滤波电容足够大，故在一个开关周期中，Cf 、Rl可用一恒值电压源V0代替。

　　该变换器在不同开关状态下的等效电路如图2所示，理论波形如图2所示。

　　图2　主要开关量的理论波形

　　各开关状态的工作情况描述如下：

　　1　模态1[T0—T1]　　[对应于图2(a)]

　　在T0时刻前，二极管D1导通，电感L中流过的电流为Ii，在T0时刻，Q1导通，iL线性下降，Q1中的电流线性上升，iL及iQ1分别为：

　　在T1时刻，iQ1(T1)=Ii, iL(T1)=0,D1自然关断，模态1结束，该模态持续的时间为T01=Ii·L/V0 。

　　2　模态2[T1—T2]　　[对应于图2(b)]

　　在此模态中，Ii全部流过开关Q1，滤波电容Cf给负载供电，其规律与硬开关电路完全相同。该模态持续的时间由电路的占空比决定。

　　3　模态3[T2—T3]　　[对应于图2(c)]

　　在T3时刻，Q1关断，此时输入电流Ii给C1充电，C1电压从0开始线性上升。VC1(t)=Ii ·(t-T2)/C1，在T3时刻，C1的电压上升到V0，此时D1、D2自然导通，因此，Q1近似零电压关断，关断损耗大大减小。该模态持续的时间为T23= V0·C1/Ii 。

　　4　模态4[T3—T4]　　[对应于图2(d)]

　　在T3时刻,输入电流Ii流过D1和D2，此时，L中的电流从零开始以指数上升。

，(其中，T=L/R，R为二极管正向导通电阻和外加电阻之和)当T34=5T时，i≈I。因此，在T4时刻，D2自然关断，这一模态结束。

　　5. 模态5[T4—T5]　　[对应于图2(e)]

　　在此模态中，输入电流Ii通过D1和电感L给滤波电容Cf和负载供电。其规律与硬开关电路完全相同。该模态持续的时间为T45=Ts-(T01+T12+T23+T34)。

　　在T5时刻，Q1导通，开始下一个开关周期。