基于IC的热插拔保护电路应用
电路上电或热插拔时会产生很大启动电流和电压波动，这些现象将影响设备的正常工作，甚至导致整个系统的损害。传统采用分立元件的保护电路具有可靠性低、维护成本高等缺点，本文介绍的基于IC的热插拔保护电路在很少的外围元件下可以实现更高安全性和更低的整体成本。
为了满足特殊应用的要求，许多系统配置了ESD保护和抗浪涌电流、过流、欠压、过压等保护电路，有些保护电路与特殊的工业或行业标准相关，有些则符合特定的标准，如：UL、USB、IEEE、CSA或IEC。热插拔电路主要用于保护设备或操作人员，一些电源内部带有可调节的限流功能，以避免在上电时损坏设备。一般的RAID以及电信设备都具有热插拔保护，以便于改变电路板或磁盘驱动器。
热插拔电路的最低要求是提供浪涌电流限制，防止在大的容性负载加电时整个系统损坏。限流功能还有助于减小供电电源的尺寸，并防止在连接器接触时产生电弧。其它热插拔特性还包括：低等效串联电阻、断路器、状态指示、双插入点检测和电源就绪指示。保护电路增加了元器件数量和系统成本，并延长了开发周期和系统测试时间。但是，另一方面，保护电路实现了以低成本减少了设备在运行过程中所存在的隐患，如设备损坏、系统瘫痪延误工期、人员伤害而引发官司、设备替换，并减少了维修费用和技术维修人员的工资等。
在系统中添加热插拔电路后，减小了浪涌电流和主电源，可以采用更小的滤波电容，这样弥补了增加成本的缺点。热插拔电路为系统带来的其它好处还有：较细的连线和电路板布线，可以采用廉价的小型连接器，电源通道上允许采用通用的小尺寸元件。
最简单的限流元件是保险丝，它可以单独使用或与其它保护元件配合使用，由于保险丝可以有效地防止过流的冲击，它们在系统中既是必须的(如UL标准的规定)，也是系统遇到灾难性故障时的最终防线。标准保险丝的主要缺陷是只能一次性使用，另外一种可替代的小型器件是多重保险丝，这种保险丝的物理尺寸可以根据流过其自身电流所产生的热量而膨胀或缩短，多重保险丝的工作电压范围受温度的限制，但它能够自复位，这是相对于标准保险丝的最大优点。
普通热插拔电路由电容、齐纳管和FET构成，如图1所示。通过对连接在Q1栅、源极之间的电容C1充电达到限制浪涌电流的目的。如果上电期间C1放电，Q1的栅极与源极相当于短路，Q1将维持开路。C1充电时，Vgs增大，Q1缓慢开启。C1的大小和Q1的Vgs指标确定了Q1的开启时间和负载电容C2的充电时间。齐纳管ZD1用于防止栅-源电压超出其最大额定值。图1中Vgs的最大值是±20V，不能承受24V的工业电源或48V的通信电源电压。周期性地开关电源时，负载电容会放电，而C1保持有足够的电能维持Q1导通，如果在这种状况下接通电源，将有较大的浪涌电流流过负载，使得热插拔保护电路的限流特性大打折扣。图1电路的另一个不足是：限流功能只在上电时，并且C1放电后起才有效，否则，将无法在过流或短路时为系统提供保护，这也是采用保险丝的主要目的。
另外一种热插拔电路采用PNP晶体管(Q1)和检流电阻(R1)提供连续的电流检测和限流功能，见图2。上电时，电流通过R1和Q2流入负载，如果电流足够大，在R1上产生的偏置电压使Q1导通，则Q1通过降低Q2的栅源电压制约Q2的导通过程。注意，利用一个如图1中的齐纳二极管可以增强Q2的栅源保护能力，防止Q2因栅源电压超出其额定值或Q1的Vce超出额定值而损坏。该电路的最大好处是始终保持限流功能有效，但由于增加了电阻R1使系统功耗增大。另外，在-40℃至+85℃温度变化范围内，随着Q1 Vbe的变化，限流值将会改变±20%。图1中的齐纳管应该具有足够小以便保护晶体管，但是还要有足够高的耐压保证在整个负载电流范围内FET能够完全导通，并且使导通电阻Rds(on)最小。
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基于IC的热插拔电路能够在极小的封装内提供多种功能，而且只需要少量的外部元件。图3是一个低电压热插拔电路，只需一个限流电阻R1和一个工作在2.7V至13.2V的串联调整管。该电路具有浪涌电流限制和两级过流保护：大电流故障时的快速响应和小电流、非连续电流故障下的慢速响应。图3的电路提供了连续的电流监测功能。与分立方案相比，基于IC的热插拔电路具有更高的初始精度和较好的温度特性。图2中PNP晶体管的Vbe温度漂移典型值是2mV/℃，当温度在-40℃至+85℃范围变化时，输出电压大约变化±120mV。图3中的U1在快速响应和慢速响应下的最大漂移分别为±6.5mV和±20mV。
在一般的晶体管指标中很少给出Vbe参数，而图3中的U1则有准确的电压门限定义，而且门限电压较低，为50mV，仅有0.6V Vbe的1/12。因此可以采用较小的检流电阻，并且功耗更低。另外，基于IC的热插拔电路还具有图1和图2电路无法提供的功能，包括：
可以使用低成本的N沟道MOSFET；
提供状态输出；
能够响应低电平和高电平故障；
提供上电控制引脚(ON)，适用于负载控制或双卡插入时的口线检测。
图3中的U1在检测到故障状态时能够闭锁负载电源的开路状态，充当一个断路器。如果需要自动重试和感应电压保护功能，可用MAX4272或MAX4273热插拔控制器替换图3中的U1。
基于IC的高压热插拔控制器在SOT23封装内集成了更多的功能，图4中的热插拔控制器MAX5902可工作在9V至72V电压范围，只需一个外部P沟道MOSFET(Q1)即可实现基本操作。该电路不需要外部检流电阻限制浪涌电流或检测故障状态，而是利用MOSFET(Q1)的导通电阻Rds(on) 作为电流检测元件。
图4中，U1在系统上电时断开MOSFET，而且当ON/OFF引脚为低电平或电源电压低于欠压闭锁门限，或当芯片温度高于+125℃时， MOSFET将保持开路状态。如果不存在上述情况，U1将在延迟周期结束时逐步导通MOSFET(Q1)。在MOSFET导通过程中，U1缓慢提升Q1的电压，允许负载供电电压的上升速率为9V/ms。限制浪涌电流的电平与负载电容和固定的电压上升斜率成比例：ILIMIT=ILOAD × 9V/ms。负载电压最终建立后，U1通过监视Q1两端的压差(ILOAD × Rds(on))检测故障状态。如果压差超出了断路器的门限值，U1将关断Q1，立即断开电源与负载的连接。
与分立元件方案不同的是，图4电路具有热关断保护、欠压闭锁输出保护和由ON/OFF引脚控制的关断功能，以及电源就绪状态指示，U1可提供断路器功能，断路器带有自动重试或开路状态闭锁。对于采用-9V至-100V供电的设备，如-48V的电信设备，可选用MAX5901替代图4中的U1。
综上所述，基于IC的热插拔控制器与分立方案相比具有更多的优势，尽管分离方案成本较低，但如果考虑整个系统的稳固性和系统的研发周期、维修费用，分离方案可能具有更高的系统成本。较大的主电源和更坚固的连接器是导致分离方案在实际实施中成本提高的主要原因。另外，分离方案还缺少状态指示、热关断保护、欠压闭锁，以及用于负载控制或电路板卡插入检测的开关控制输入。
作者：Mark Pearson
Maxim公司
为了满足特殊应用的要求，许多系统配置了ESD保护和抗浪涌电流、过流、欠压、过压等保护电路，有些保护电路与特殊的工业或行业标准相关，有些则符合特定的标准，如：UL、USB、IEEE、CSA或IEC。热插拔电路主要用于保护设备或操作人员，一些电源内部带有可调节的限流功能，以避免在上电时损坏设备。一般的RAID以及电信设备都具有热插拔保护，以便于改变电路板或磁盘驱动器。
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在系统中添加热插拔电路后，减小了浪涌电流和主电源，可以采用更小的滤波电容，这样弥补了增加成本的缺点。热插拔电路为系统带来的其它好处还有：较细的连线和电路板布线，可以采用廉价的小型连接器，电源通道上允许采用通用的小尺寸元件。
最简单的限流元件是保险丝，它可以单独使用或与其它保护元件配合使用，由于保险丝可以有效地防止过流的冲击，它们在系统中既是必须的(如UL标准的规定)，也是系统遇到灾难性故障时的最终防线。标准保险丝的主要缺陷是只能一次性使用，另外一种可替代的小型器件是多重保险丝，这种保险丝的物理尺寸可以根据流过其自身电流所产生的热量而膨胀或缩短，多重保险丝的工作电压范围受温度的限制，但它能够自复位，这是相对于标准保险丝的最大优点。
普通热插拔电路由电容、齐纳管和FET构成，如图1所示。通过对连接在Q1栅、源极之间的电容C1充电达到限制浪涌电流的目的。如果上电期间C1放电，Q1的栅极与源极相当于短路，Q1将维持开路。C1充电时，Vgs增大，Q1缓慢开启。C1的大小和Q1的Vgs指标确定了Q1的开启时间和负载电容C2的充电时间。齐纳管ZD1用于防止栅-源电压超出其最大额定值。图1中Vgs的最大值是±20V，不能承受24V的工业电源或48V的通信电源电压。周期性地开关电源时，负载电容会放电，而C1保持有足够的电能维持Q1导通，如果在这种状况下接通电源，将有较大的浪涌电流流过负载，使得热插拔保护电路的限流特性大打折扣。图1电路的另一个不足是：限流功能只在上电时，并且C1放电后起才有效，否则，将无法在过流或短路时为系统提供保护，这也是采用保险丝的主要目的。
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基于IC的热插拔电路能够在极小的封装内提供多种功能，而且只需要少量的外部元件。图3是一个低电压热插拔电路，只需一个限流电阻R1和一个工作在2.7V至13.2V的串联调整管。该电路具有浪涌电流限制和两级过流保护：大电流故障时的快速响应和小电流、非连续电流故障下的慢速响应。图3的电路提供了连续的电流监测功能。与分立方案相比，基于IC的热插拔电路具有更高的初始精度和较好的温度特性。图2中PNP晶体管的Vbe温度漂移典型值是2mV/℃，当温度在-40℃至+85℃范围变化时，输出电压大约变化±120mV。图3中的U1在快速响应和慢速响应下的最大漂移分别为±6.5mV和±20mV。
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可以使用低成本的N沟道MOSFET；
提供状态输出；
能够响应低电平和高电平故障；
提供上电控制引脚(ON)，适用于负载控制或双卡插入时的口线检测。
图3中的U1在检测到故障状态时能够闭锁负载电源的开路状态，充当一个断路器。如果需要自动重试和感应电压保护功能，可用MAX4272或MAX4273热插拔控制器替换图3中的U1。
基于IC的高压热插拔控制器在SOT23封装内集成了更多的功能，图4中的热插拔控制器MAX5902可工作在9V至72V电压范围，只需一个外部P沟道MOSFET(Q1)即可实现基本操作。该电路不需要外部检流电阻限制浪涌电流或检测故障状态，而是利用MOSFET(Q1)的导通电阻Rds(on) 作为电流检测元件。
图4中，U1在系统上电时断开MOSFET，而且当ON/OFF引脚为低电平或电源电压低于欠压闭锁门限，或当芯片温度高于+125℃时， MOSFET将保持开路状态。如果不存在上述情况，U1将在延迟周期结束时逐步导通MOSFET(Q1)。在MOSFET导通过程中，U1缓慢提升Q1的电压，允许负载供电电压的上升速率为9V/ms。限制浪涌电流的电平与负载电容和固定的电压上升斜率成比例：ILIMIT=ILOAD × 9V/ms。负载电压最终建立后，U1通过监视Q1两端的压差(ILOAD × Rds(on))检测故障状态。如果压差超出了断路器的门限值，U1将关断Q1，立即断开电源与负载的连接。
与分立元件方案不同的是，图4电路具有热关断保护、欠压闭锁输出保护和由ON/OFF引脚控制的关断功能，以及电源就绪状态指示，U1可提供断路器功能，断路器带有自动重试或开路状态闭锁。对于采用-9V至-100V供电的设备，如-48V的电信设备，可选用MAX5901替代图4中的U1。
综上所述，基于IC的热插拔控制器与分立方案相比具有更多的优势，尽管分离方案成本较低，但如果考虑整个系统的稳固性和系统的研发周期、维修费用，分离方案可能具有更高的系统成本。较大的主电源和更坚固的连接器是导致分离方案在实际实施中成本提高的主要原因。另外，分离方案还缺少状态指示、热关断保护、欠压闭锁，以及用于负载控制或电路板卡插入检测的开关控制输入。
作者：Mark Pearson
Maxim公司
（编辑 Rita）