大功率RGB LED驱动器支持彩色照明设计
下一代建筑和装饰照明通过适当组合红、绿、蓝LED的输出能够获得更全面的色彩。在这种高亮度、多LED串联的应用中，典型导通压降可能达到22V至36V，吸收电流为1A至2A。图1所示LED驱动器能够为多个LED串联的模块提供2A的驱动电流，正向导通电压可以达到36V。该电路仅驱动RGB LED的一种颜色，驱动三种颜色需要三路这样的驱动器。由于LED产生的光强与其导通电流并非线性关系，选择通过PWM(而非LED电流幅度)控制亮度等级，每个LED由脉冲调制的固定电流控制灯光亮度。IC控制器利用平均电流模式提供LED驱动，需要最少的外部元件。
工作原理
为了高效提供电流驱动，LED驱动器采用连续导通模式(CCM)的boost拓扑，利用平均电流模式控制输入电压的升压转换，为LED负载提供恒流驱动。单一芯片(MAX16821B)工作在300kHz，控制boost转换器工作。由于boost转换器拓扑在转换器输入和输出之间提供了一个直接通道，必须确保串联LED的最小导通电压大于输入电源电压的最大值。LED负载通过MOSFET (Q1)和检流电阻(R13)跨接在boost转换器的输出端，PWM ON期间Q1接通LED电流，PWM OFF期间则断开电流通道。检测R13两端的电压(代表通过LED的电流)时，IC可以抑制共模噪声并在DIFF引脚提供以地为参考的输出，增益为6V/V。检流放大器输出信号与内部电压误差放大器的0.6V基准相比较，差分检流放大器的6V/V增益能够使电流检测的参考点从0.6V降至0.1V，即在额定负载电流下R13的压差只有0.1V，有助于提高效率。该boost转换器采用平均电流控制模式，通过两个反馈环路控制LED电流。外环路检测LED电流，并将其与基准电压相比较，在EAOUT (第17引脚)产生放大后的误差信号。内环路检测误差放大器的电压输出，相应地控制流过电感(L1)的电流。误差放大器输出还决定了以R13设置的电流驱动LED时所需要的电感电流，LED额定电流在R13产生的压降为0.1V。
第二个检流电阻(R15)用于设置电感返回通道的电流。U2内部的差分电流检测放大器提供34.5V/V增益。电流误差放大器将该输出电压与电压误差放大器的输出进行对比，产生内部平均电流控制环路的误差信号。这一放大后的误差信号与内部振荡器斜波进行比较，最终产生PWM信号(在DL第3引脚)用于驱动MOSFET Q2。电流误差放大器的高增益使得电路能够根据电压环路的要求产生平均电感电流(在所允许的限制范围内)，保持非常低的误差。在指定的输入电源电压和LED正向导通电压(忽略开关、二极管、检流电阻等元件的压差)下，boost转换器的CCM工作模式决定了PWM开关的占空比，固定占空比与所要求的LED电流相对应，由此确定所需要的电感电流。电压环路控制电流环路产生这一平均电感电流，从而提供所需的LED电流。两个控制环路都应提供独立补偿，以确保稳定工作。
转换器设计
转换器参数要求如下：
● 输入电压范围：9V至15V
● 最大LED正向导通电压：33V
● LED电流：2A
● 开关频率：300kHz(频率较低时会提高滤波成本，频率较高时则会降低效率、提高EMI。根据这些因素，将开关频率优化在300kHz)。
利用下式计算Q2的ON占空比：
式中VLEDMAX为LED的最大导通电压(应该包括MOSFET Q1的压降和检流电阻R13的压降)，VD是整流二极管D1两端的电压，VINMIN是最小输入电压，VFET为ON期间MOSFET Q2的平均电压。该电路中：DMAX = 0.74。
选择电感(L1)时，必须考虑其电感量和额定峰值电流，利用下式计算最大平均电感电流 (ILAVG)：
确定电感峰值电流(ILPEAK)时，须注意流过电感的纹波电流，与电感值和开关频率有关。假设电感电流的最大峰峰值纹波(ILPP)为20%。由于ILPP为平均电感电流ILAVG的20%，则：
上式中代入已知参数，得到：ILAVG = 7.7A、ILPEAK = 9.24A。
接下来计算最小电感值LMIN，电感电流纹波设置在最大值：
式中FSW为开关频率。
将已知参数代入上式，可得：ILMIN=7.05mH。电感值增加20%容限，可选择10mH标准电感。
电阻R15检测通过电感的平均电流，在R15上产生25.7mV(最小值)压差的电流是平均电流控制环路所允许的最大电感电流。借助该项功能，能够在过载情况下保护外部器件，通过钳制作用在电流误差放大器的基准电压的最大值实现这一保护功能。选择R15应确保其流过最大电感电流时电阻两端的电压低于25.7mV。该应用中，正常工作时R15两端的最大电压为24mV。可以利用公式：计算R15，在式中代入已知参数，可得：R15=3.11mW，实际电路选择3mW电阻。
滤波电容
利用公式 计算输出电容COUT (C6、C7、C8和C9并联)，式中，VLEDPP为boost输出电压的峰峰值。该峰峰值结合LED在额定电流下的动态电阻、决定了LED的纹波电流。为保持色度和LED的使用寿命，LED的纹波电流应该保持在平均电流的10%以内。上式中代入已知参数，得到：COUT=17mF，电路中各电容近似选择为4.7mF、50V陶瓷电容。利用公式计算输入电容CIN (C3、C4、C5并联)，式中VINPP是输入电压纹波的峰峰值，本应用中取值为输入电压的0.4%。将已知参数代入等式，可得：CIN = 22.3mF，近似用三个10mF、25V陶瓷电容(L1左侧)替代。
反馈补偿
平均电流控制环路
为确保平均电流控制环路的稳定性，电流误差放大器的增益应该限定在某一数值以内(频率接近开关频率)。理由是：Q2处于OFF期间，通过R15测得的电流不断衰减，在此期间为负斜率变化。负斜率信号放大后作用到误差放大器的输入，经过电流误差放大器再次放大，最终转换成正斜率信号作用在PWM比较器输入。为了保证电流环路稳定，这个正斜率信号不能超过作用在PWM比较器另一输入端的三角波信号的正斜率。这一条件限定了信号到达PWM比较器之前电感电流的总增益(开关频率处)。低频总增益可以更高一些，允许平均电感电流精确建立在所设定的稳态值。
从IC(U2)架构可以看出，通过控制电流误差放大器的增益级可满足稳定性要求。利用下式可以计算开关频率处的最大增益，确保放大器环路稳定：
式中VRPP为内部纹波的峰峰值(2V)，L为L1电感值，AVCSA为电流检测放大器的差分增益(34.5V/V)。将已知参数代入公式可得：ACEA=1.75V/V。内部电流误差放大器为跨导放大器，增益为550mS (550mA/V)。电阻R10连接到误差放大器输出CLP (第16引脚)，控制电流误差放大器在开关频率处的增益。电阻R10为：
代入已知参数，可得：R10= 3.18kW。应用中采用3.16kW标准电阻。
如果R10接GND，频率低于3dB截止频率时，电流误差放大器的增益为1.75V/V。为保证环路稳定，要求在接近开关频率时总增益为1.75V/V。较低频率下即使具有较高增益，也不会放大线性衰减的电感电流，电感电流纹波不存在低频分量。电流误差放大器传输函数中引入一个零点，将使电流环路增益在零点频率以上变得平坦(1.75V/V)，并在零点频率以下增益明显提升。零点频率由C11和R10决定，本应用中最佳零点频率为开关频率的1/12，能够快速地将平均电感电流建立在设定值。为了在1/12开关频率处放置一个零点，按照下式计算
代入已知参数，得到：C11=1.99nF，选择2.2nF标准电感。
C10在开关频率处引入高频极点，抑制开关操作引入的各种噪声：。代入已知参数，得到：C10=152pF，可选择180pF标准电感。
电压控制环路
通过反馈环路保持R13两端的电压固定，最终得到固定的LED电流。根据LED电流和开关占空比产生一个固定值，电压控制环路为电流控制环路产生一个输入基准，用于设置电感的平均电流。比较R13两端的压降和100mV基准，电压误差放大器对这一差值进行放大，产生一个与所要求的电感平均电流相对应的基准电压，利用下式计算基于LED电流的R13电阻值：，式中，ILED为LED电流(本应用中为2A)，0.1V是电压控制环路的反馈基准。代入已知参数，得到：R13=0.05W。电阻额定功率应该高于ILED2×R13。
由于boost转换器工作在连续导通模式，电源电路传输函数存在一个右半平面(RHP)零点。该零点提供20dB/十倍频程的增益和90度的相位滞后，很难补偿。最简单的方法是在低于RHP零点频率处抵消该零点，将环路增益降至0dB(利用-20dB/十倍频程)。对于boost转换器，下式给出了最差工作条件下的RHP零点频率(FZRHP)：，代入已知参数，可以得到：FZRHP=17.7kHz。
平均电流控制环路将电感和输出电容COUT构成的双极点、2阶系统转换成1阶系统，1阶系统的单个极点由输出滤波电容和输出负载电阻决定。输出滤波电容和输出负载动态电阻构成的极点频率由下式计算：，式中，RLD是LED负载的动态电阻(本应用中所使用的LED电阻为4.5W)。代入已知参数后，可得：FP2=1.88kHz。电压误差放大器的输出到差分电压放大器输出的电压控制环路直流增益(最大占空比时)由下式计算：，式中6V/V是图1中U2内部差分电压放大器的增益，代入已知参数，可得：GP=0.75V/V。
为了补偿电压控制环路(使环路保持稳定并具有足够的相位裕量)，环路单位增益的频率(FC)应该低于RHP零点频率的1/5。本应用中，为了获得较好的相位裕量，单位增益频率选择RHP零点频率的1/10：，代入已知参数，可得：FC=1.77kHz。电压误差放大器传输函数具有一个主极点(FP1)和一个零点(FZ1)，用于补偿输出极点FP2和高频极点(FP3)。补偿零点(FZ1)放置在输出极点频率，利用下式计算电压误差放大器的增益(FZ1处)，总环路增益在FC频点的增益为0dB：，代入已知参数，得到：AEA1=1.25V/V。电阻R14和R12决定增益AEA1：。将R12任意设置在2.2kW，得到：R14 = 2.75kW。
C14和R14决定补偿零点频率FZ1，按照下式计算C14：，代入已知参数，得到：C14=30.8nF，实际应用可以选择100nF电容。选择较大的电容有助于改善PWM性能，在PWM OFF期间通过断开Q3可以保持C14上的电荷。C12将高频极点(FP3)置于开关频率的一半，按照下式计算C12：，代入已知参数后可得：C12 = 386pF，选择470pF标准电容。
PWM调光和LED保护
LED通过连接在PWMDIM输入端的低频PWM信号调节亮度(外部信号作用在图1电路)，PWM信号幅度范围：3V至10V，频率可达2kHz。电路中，外部MOSFET (Q1)与LED串联能够快速接通、切断LED电流。PWM ON期间，Q1导通;PWM OFF期间Q1断开。LED关闭时，U3将CLP拉低，禁止PWM开关工作，关闭Q2。
小信号MOSFET Q3用于完成一个重要功能，PWM调光时可直接影响LED电流控制环路的响应时间。PWM OFF期间处于断开状态，阻断C12/C14通路使其在OFF周期内保持电荷量不变;PWM返回ON状态时，电压误差放大器的输出可以立即达到前期的稳态值，几乎在LED导通的同时建立LED电流。通用运算放大器(U1)能够在LED温度达到85℃时阻止电流的流通，为LED提供保护。利用EPCOS NTC电阻检测温度，将其安装在LED板，假设25℃时对应的阻值为10kW，运算放大器的输出控制U2的EN输入，当温度达到85℃时关闭LED，温度降至75℃时恢复LED导通。
如果没有过压保护，LED开路时升压转换器可能使电压上升到不安全的水平。图1所示电路能够在输出电压上升到33.5V时关闭转换器。当U2的OVI输入超过1.276V (电阻R5/R7电阻分压器设置的门限，对应于33.5V过压门限)时，关闭PWM开关，提供系统保护。为了保持过压门限精度，R7选择25kW电阻。利用下式计算过压门限对应的R5：，式中VOVT为所要求的门限。
工作原理
为了高效提供电流驱动，LED驱动器采用连续导通模式(CCM)的boost拓扑，利用平均电流模式控制输入电压的升压转换，为LED负载提供恒流驱动。单一芯片(MAX16821B)工作在300kHz，控制boost转换器工作。由于boost转换器拓扑在转换器输入和输出之间提供了一个直接通道，必须确保串联LED的最小导通电压大于输入电源电压的最大值。LED负载通过MOSFET (Q1)和检流电阻(R13)跨接在boost转换器的输出端，PWM ON期间Q1接通LED电流，PWM OFF期间则断开电流通道。检测R13两端的电压(代表通过LED的电流)时，IC可以抑制共模噪声并在DIFF引脚提供以地为参考的输出，增益为6V/V。检流放大器输出信号与内部电压误差放大器的0.6V基准相比较，差分检流放大器的6V/V增益能够使电流检测的参考点从0.6V降至0.1V，即在额定负载电流下R13的压差只有0.1V，有助于提高效率。该boost转换器采用平均电流控制模式，通过两个反馈环路控制LED电流。外环路检测LED电流，并将其与基准电压相比较，在EAOUT (第17引脚)产生放大后的误差信号。内环路检测误差放大器的电压输出，相应地控制流过电感(L1)的电流。误差放大器输出还决定了以R13设置的电流驱动LED时所需要的电感电流，LED额定电流在R13产生的压降为0.1V。
第二个检流电阻(R15)用于设置电感返回通道的电流。U2内部的差分电流检测放大器提供34.5V/V增益。电流误差放大器将该输出电压与电压误差放大器的输出进行对比，产生内部平均电流控制环路的误差信号。这一放大后的误差信号与内部振荡器斜波进行比较，最终产生PWM信号(在DL第3引脚)用于驱动MOSFET Q2。电流误差放大器的高增益使得电路能够根据电压环路的要求产生平均电感电流(在所允许的限制范围内)，保持非常低的误差。在指定的输入电源电压和LED正向导通电压(忽略开关、二极管、检流电阻等元件的压差)下，boost转换器的CCM工作模式决定了PWM开关的占空比，固定占空比与所要求的LED电流相对应，由此确定所需要的电感电流。电压环路控制电流环路产生这一平均电感电流，从而提供所需的LED电流。两个控制环路都应提供独立补偿，以确保稳定工作。
转换器设计
转换器参数要求如下：
● 输入电压范围：9V至15V
● 最大LED正向导通电压：33V
● LED电流：2A
● 开关频率：300kHz(频率较低时会提高滤波成本，频率较高时则会降低效率、提高EMI。根据这些因素，将开关频率优化在300kHz)。
利用下式计算Q2的ON占空比：
式中VLEDMAX为LED的最大导通电压(应该包括MOSFET Q1的压降和检流电阻R13的压降)，VD是整流二极管D1两端的电压，VINMIN是最小输入电压，VFET为ON期间MOSFET Q2的平均电压。该电路中：DMAX = 0.74。
选择电感(L1)时，必须考虑其电感量和额定峰值电流，利用下式计算最大平均电感电流 (ILAVG)：
确定电感峰值电流(ILPEAK)时，须注意流过电感的纹波电流，与电感值和开关频率有关。假设电感电流的最大峰峰值纹波(ILPP)为20%。由于ILPP为平均电感电流ILAVG的20%，则：
上式中代入已知参数，得到：ILAVG = 7.7A、ILPEAK = 9.24A。
接下来计算最小电感值LMIN，电感电流纹波设置在最大值：
式中FSW为开关频率。
将已知参数代入上式，可得：ILMIN=7.05mH。电感值增加20%容限，可选择10mH标准电感。
电阻R15检测通过电感的平均电流，在R15上产生25.7mV(最小值)压差的电流是平均电流控制环路所允许的最大电感电流。借助该项功能，能够在过载情况下保护外部器件，通过钳制作用在电流误差放大器的基准电压的最大值实现这一保护功能。选择R15应确保其流过最大电感电流时电阻两端的电压低于25.7mV。该应用中，正常工作时R15两端的最大电压为24mV。可以利用公式：计算R15，在式中代入已知参数，可得：R15=3.11mW，实际电路选择3mW电阻。
滤波电容
利用公式 计算输出电容COUT (C6、C7、C8和C9并联)，式中，VLEDPP为boost输出电压的峰峰值。该峰峰值结合LED在额定电流下的动态电阻、决定了LED的纹波电流。为保持色度和LED的使用寿命，LED的纹波电流应该保持在平均电流的10%以内。上式中代入已知参数，得到：COUT=17mF，电路中各电容近似选择为4.7mF、50V陶瓷电容。利用公式计算输入电容CIN (C3、C4、C5并联)，式中VINPP是输入电压纹波的峰峰值，本应用中取值为输入电压的0.4%。将已知参数代入等式，可得：CIN = 22.3mF，近似用三个10mF、25V陶瓷电容(L1左侧)替代。
反馈补偿
平均电流控制环路
为确保平均电流控制环路的稳定性，电流误差放大器的增益应该限定在某一数值以内(频率接近开关频率)。理由是：Q2处于OFF期间，通过R15测得的电流不断衰减，在此期间为负斜率变化。负斜率信号放大后作用到误差放大器的输入，经过电流误差放大器再次放大，最终转换成正斜率信号作用在PWM比较器输入。为了保证电流环路稳定，这个正斜率信号不能超过作用在PWM比较器另一输入端的三角波信号的正斜率。这一条件限定了信号到达PWM比较器之前电感电流的总增益(开关频率处)。低频总增益可以更高一些，允许平均电感电流精确建立在所设定的稳态值。
从IC(U2)架构可以看出，通过控制电流误差放大器的增益级可满足稳定性要求。利用下式可以计算开关频率处的最大增益，确保放大器环路稳定：
式中VRPP为内部纹波的峰峰值(2V)，L为L1电感值，AVCSA为电流检测放大器的差分增益(34.5V/V)。将已知参数代入公式可得：ACEA=1.75V/V。内部电流误差放大器为跨导放大器，增益为550mS (550mA/V)。电阻R10连接到误差放大器输出CLP (第16引脚)，控制电流误差放大器在开关频率处的增益。电阻R10为：
代入已知参数，可得：R10= 3.18kW。应用中采用3.16kW标准电阻。
如果R10接GND，频率低于3dB截止频率时，电流误差放大器的增益为1.75V/V。为保证环路稳定，要求在接近开关频率时总增益为1.75V/V。较低频率下即使具有较高增益，也不会放大线性衰减的电感电流，电感电流纹波不存在低频分量。电流误差放大器传输函数中引入一个零点，将使电流环路增益在零点频率以上变得平坦(1.75V/V)，并在零点频率以下增益明显提升。零点频率由C11和R10决定，本应用中最佳零点频率为开关频率的1/12，能够快速地将平均电感电流建立在设定值。为了在1/12开关频率处放置一个零点，按照下式计算
代入已知参数，得到：C11=1.99nF，选择2.2nF标准电感。
C10在开关频率处引入高频极点，抑制开关操作引入的各种噪声：。代入已知参数，得到：C10=152pF，可选择180pF标准电感。
电压控制环路
通过反馈环路保持R13两端的电压固定，最终得到固定的LED电流。根据LED电流和开关占空比产生一个固定值，电压控制环路为电流控制环路产生一个输入基准，用于设置电感的平均电流。比较R13两端的压降和100mV基准，电压误差放大器对这一差值进行放大，产生一个与所要求的电感平均电流相对应的基准电压，利用下式计算基于LED电流的R13电阻值：，式中，ILED为LED电流(本应用中为2A)，0.1V是电压控制环路的反馈基准。代入已知参数，得到：R13=0.05W。电阻额定功率应该高于ILED2×R13。
由于boost转换器工作在连续导通模式，电源电路传输函数存在一个右半平面(RHP)零点。该零点提供20dB/十倍频程的增益和90度的相位滞后，很难补偿。最简单的方法是在低于RHP零点频率处抵消该零点，将环路增益降至0dB(利用-20dB/十倍频程)。对于boost转换器，下式给出了最差工作条件下的RHP零点频率(FZRHP)：，代入已知参数，可以得到：FZRHP=17.7kHz。
平均电流控制环路将电感和输出电容COUT构成的双极点、2阶系统转换成1阶系统，1阶系统的单个极点由输出滤波电容和输出负载电阻决定。输出滤波电容和输出负载动态电阻构成的极点频率由下式计算：，式中，RLD是LED负载的动态电阻(本应用中所使用的LED电阻为4.5W)。代入已知参数后，可得：FP2=1.88kHz。电压误差放大器的输出到差分电压放大器输出的电压控制环路直流增益(最大占空比时)由下式计算：，式中6V/V是图1中U2内部差分电压放大器的增益，代入已知参数，可得：GP=0.75V/V。
为了补偿电压控制环路(使环路保持稳定并具有足够的相位裕量)，环路单位增益的频率(FC)应该低于RHP零点频率的1/5。本应用中，为了获得较好的相位裕量，单位增益频率选择RHP零点频率的1/10：，代入已知参数，可得：FC=1.77kHz。电压误差放大器传输函数具有一个主极点(FP1)和一个零点(FZ1)，用于补偿输出极点FP2和高频极点(FP3)。补偿零点(FZ1)放置在输出极点频率，利用下式计算电压误差放大器的增益(FZ1处)，总环路增益在FC频点的增益为0dB：，代入已知参数，得到：AEA1=1.25V/V。电阻R14和R12决定增益AEA1：。将R12任意设置在2.2kW，得到：R14 = 2.75kW。
C14和R14决定补偿零点频率FZ1，按照下式计算C14：，代入已知参数，得到：C14=30.8nF，实际应用可以选择100nF电容。选择较大的电容有助于改善PWM性能，在PWM OFF期间通过断开Q3可以保持C14上的电荷。C12将高频极点(FP3)置于开关频率的一半，按照下式计算C12：，代入已知参数后可得：C12 = 386pF，选择470pF标准电容。
PWM调光和LED保护
LED通过连接在PWMDIM输入端的低频PWM信号调节亮度(外部信号作用在图1电路)，PWM信号幅度范围：3V至10V，频率可达2kHz。电路中，外部MOSFET (Q1)与LED串联能够快速接通、切断LED电流。PWM ON期间，Q1导通;PWM OFF期间Q1断开。LED关闭时，U3将CLP拉低，禁止PWM开关工作，关闭Q2。
小信号MOSFET Q3用于完成一个重要功能，PWM调光时可直接影响LED电流控制环路的响应时间。PWM OFF期间处于断开状态，阻断C12/C14通路使其在OFF周期内保持电荷量不变;PWM返回ON状态时，电压误差放大器的输出可以立即达到前期的稳态值，几乎在LED导通的同时建立LED电流。通用运算放大器(U1)能够在LED温度达到85℃时阻止电流的流通，为LED提供保护。利用EPCOS NTC电阻检测温度，将其安装在LED板，假设25℃时对应的阻值为10kW，运算放大器的输出控制U2的EN输入，当温度达到85℃时关闭LED，温度降至75℃时恢复LED导通。
如果没有过压保护，LED开路时升压转换器可能使电压上升到不安全的水平。图1所示电路能够在输出电压上升到33.5V时关闭转换器。当U2的OVI输入超过1.276V (电阻R5/R7电阻分压器设置的门限，对应于33.5V过压门限)时，关闭PWM开关，提供系统保护。为了保持过压门限精度，R7选择25kW电阻。利用下式计算过压门限对应的R5：，式中VOVT为所要求的门限。