噪声与低噪声设计的探讨(下篇)
(华强电子世界网讯) 这是分上下篇连载的下篇，介绍了几个基本概念，使你能开始考虑如何进行低噪声设计。
要点
＊噪声源是不相关的，并可作为和的平方根来求和，这种假设通常是可靠的。相关噪声源可直接相加，但远不如不相关噪声源常用。
＊噪声带宽总是大于信号带宽。每当你在一个包括衰减的频谱内进行噪声测量和计算时，你必须考虑到这一差别。
＊在对电路进行噪声分析时要小心谨慎。噪声源可能出现在稀奇古怪的地方，因此很容易把一个给定噪声源和输出端之间的增益搞错。
噪声过程会产生非相干信号， 而且总的来说，是在很宽的频率范围内——从系统的频率上限直至接近于直流——产生非相干信号。本文的上篇介绍了器件级的噪声源，叙述了它们的产生机制以及频谱特性（参考文献 1）。但低噪声设计不仅要考虑器件问题，还要考虑电路布局的多个方面。简单的器件组合可展现实际电路中噪声项是如何组合的。
设定界限
现以一只电阻器的热噪声电压 En 为例：
这一公式是由公式
推导出来的。
上述两个公式表明，任何非零电阻值产生的噪声电压幅度只受测量带宽的限制。换句话说，当测量带宽趋于无穷大时，一只电阻器的热噪声测量值也趋于无穷大。这种情况并不会在实际中出现，但其原因也许不是一看就明白的。
一个简单的电阻器模型说明了这一原因（图 1）。这一物理电阻器模型包括一个与其热噪声电压 ER 串联的理想电阻值 R，和一个与R并联的寄生电容 C。电阻与其寄生电容的并联组合会限制噪声带宽。电阻增加一倍时，噪声密度会按2的平方根增加，但相同总噪声的噪声带宽则减半。这一观察结果的一个含意是：在没有另一带宽极限的情况下，电阻器模型中的并联电容将噪声极限设定为：
单位是伏特的均方（参考文献 2）。另一个含意是，在进行实际全带宽噪声测量时，由于信号带宽与噪声带宽的定义不同，必须考虑到设定测量带宽的滤波器边缘（附文《用变量代换方法得到结果》）。
获取增益
最常见的低噪声电路应用场合是模拟信号输入级。输入信号可以来自传感器、天线或其它低电平信号源，这些信号源需要较大增益才能进行下一步的处理或转换成数字信号。还有些信号源可以提供平均幅度相当大的信号，但却需要使用动态范围很大的处理电路。无论何种信号源，在给定温度下，信号源的阻抗都确定噪声的最小值——SNR（信噪比）仅仅从这个值开始下降。信号源阻抗和应用电路的动态范围是选择输入级的背景条件，因为输入级通常决定系统的噪声性能。
现有考虑一个广义的增益单元，其输入阻抗为 ZI，电压增益为 AV（图 2）。噪声电压源 En 和噪声电流源 In 模拟以其输入节点为基准的放大器噪声。信号源有一个信号源阻抗 RS和噪声电压源 ER，ER代表信号源阻抗噪声和信号源送到放大器输入端的任何额外噪声。以输入端为基准的总噪声 Eni 可以表示为各个输入噪声项平方和再开平方根：
只要考虑到放大器的有限输入阻抗和电压增益的影响，就可以计算出以输出端为基准的总噪声。你总是想在设计初期计算出或至少估算出以输入端和输出端为基准的总噪声。这两个数值对评估不同的草图设计非常有用。以输入端为基准的噪声项，可以使你抛开已设定的输入阻抗或增益，对放大器进行比较。以输出端为基准的噪声项是该放大器送到下一级信号处理电路的噪声值，必须符合该级输入端的噪声要求。
产生差分
一个差分放大器可验证反馈放大器的噪声计算法（图 3）。如果你设定 R4/R3=R2/R1，则电路的传递函数为：
你只要将R3和 R4合并，并且调整 V2，就可以稍微简化噪声分析（图 4）：
为了便于比较各种候选放大器，你可以从噪声电压密度和噪声电流密度的角度进行分析，这与IC制造商制订其器件技术规范的方法相同。
由于噪声源难以与其它浮动信号源相区分，输出噪声的计算只需几个步骤就可以简单地完成。未经修正的噪声源可作为和方根(root-sum-square)项合在一起。从传统信号分析的角度看，某些噪声源会出现在不同寻常的地方，如果不进行仔细地评估各个信号源的增益，就可能会得出错误的结果。例如，尽管噪声源 en1连接到求和点上，但它是位于该求和点和不倒相输入端之间，所以它的增益为 G+1，其中 G=R2/R1。同样，不倒相输入端的噪声电流不会被分流，而是全部流经 R2。
记住这些问题后，就可以通过观测确定以输出端为基准的噪声 eno：
每个噪声电压源都有一个增益值：放大器输入噪声和 RP的增益为 G+1，R1的噪声为 G，R2的噪声为1。各个噪声电流都流经一个电阻，最终噪声电压在获得一个增益后出现在输出端。In1 流经 R2，并直接增大输出噪声。In2 流经 RP，并在获得不倒相增益 G+1 后对输出端噪声作出贡献。
一般来说，放大器数据表都没有给出每个输入端的独立输入噪声电压密度，而只给一个总值。除少数例外，IC放大器都使用平衡输入结构，这种结构往往在两个输入端产生相等的输入噪声幅度。要将放大器以输入端为基准的总电压噪声除以 2 ，并认为由此获得的商是 en1和en2产生的。其它模型包括一个输入噪声电压源，并将其接到放大器的一个输入端。这个输入端常常是不倒相输入端，这样可以简化图纸，并使适用于噪声源的正向增益一目了然。
适合各种应用的放大器
在过去，超低噪声运放都具有很低的转换速率、适中的增益带宽和很大的静态电流。但长期以来，业界的发展趋势一直在促使运放厂商开发更高性能器件。近几年来，DSP、微处理器和数据转换器的成本明显下降，而性能大大提高。数字信号处理的速度加快和分辨率提高，要求模拟前端的低噪声信号处理速度相应加快。这一关系在诸如医学成像、ATE 和无线通信等不同领域内是显而易见的。此外，通道带宽和通道密度也已提高，迫使设计师更加苛刻地压缩功率预算。
最新的成果给人深刻的印象：一大批放大器在过去的几个季度里进入市场。其中有 Analog Devices 公司生产的 AD8099（它也是被《EDN》杂志提名为本年度创新奖的 IC 之一），该器件是Analog Devices公司为雷达防撞系统、医疗超声信号处理系统、精密仪器等精密设备开发的。
AD8099 采用了一种新颖的前端设计，可以不必象传统设计那样要在低噪声和输入级线性度之间作出折衷。几十年来，运放设计师都在输入对管的射极通路中使用电阻器来减小第一级的跨导，并提高放大器在信号摆幅大（就运放来说，就是高于热电压大部分的部分——大约 26 mV）情况下的线性度。但不幸的是，电阻器会增加噪声，因此，大多数设计会在噪声、线性度和静态电流之间进行平衡。AD8099采用一种将噪声源置于共模路径而不是置于差模路径的方法来减少输入级跨导，从而改进了传统方法。
结果是：一个放大器在频率为 10 MHz、输出电压为2V p-p、增益为 2 时，具有 0.95 nV/的电压噪声和-90dB失真。在同样的工作条件下，售价为 1.98 美元（1000件批量）的 AD8099，其转换速率为600V/s；而增益带宽为 5 GHz，增益为 10 时，转换速率增大到 1600V/s。
AD8099 是第一款采用一种新输出引脚的放大器，Analog Devices公司提出采用这种输出引脚，为的是降低由于不倒相输入端与负电源引脚之间互感所产生的失真。新输出引脚还提供了两根输出脚：一根用作通向后面信号处理级的路径，另一根供放大器的反馈网络使用。第二根输出引脚可以简化电路板的布局，降低反馈寄生参数，从而提高放大器的稳定性。这种新运算放大器有两种封装形式：一种是 8 脚 LFCSP（引线框芯片级封装），其电感小，热特性极好；另一种则是传统的 8 脚 SOIC 封装。
德州仪器公司的 VCA8613 也是集成度很高的专用低噪声放大器的一个范例，这种8 通道可变增益放大器拟应用于要求通道数多、尺寸小、功耗低和噪声小的成像系统中。
VCA8613 的 8 个通道中每一个通道均包括一个带内置箝位二极管的 LNA（低噪声放大器）、一个压控衰减器、一个可编程增益放大器以及一个双端14MHz 输出滤波器。除了这一独特的时间增益控制通道外，8 个 LNA 还为一个 8×10 单端交叉点开关馈送信号，该开关可以通过一个串行接口编程，并可提供连续波形输出。8 个 LNA 均具有 70MHz 增益带宽，并在以时间增益控制模式工作时，在 5 MHz 频率下具有 1.2 nV/ 电压噪声，而以连续波模式工作时的电压噪声为 1.6 nV/ 。你可以对压控衰减器进行编程以设定0~29dB、0~33dB、0~36.5dB和0~40dB四种增益范围，并可对可编程放大器进行编程，以设定 21dB和26dB两种增益。
VCA8613 的每个放大器的平均功耗为 75 毫瓦，工作电压为 3V，售价为 25.40 美元（1000件批量）。德州仪器公司的这种8通道模拟前端采用TQFP-64封装。
凌特（Linear Tec
要点
＊噪声源是不相关的，并可作为和的平方根来求和，这种假设通常是可靠的。相关噪声源可直接相加，但远不如不相关噪声源常用。
＊噪声带宽总是大于信号带宽。每当你在一个包括衰减的频谱内进行噪声测量和计算时，你必须考虑到这一差别。
＊在对电路进行噪声分析时要小心谨慎。噪声源可能出现在稀奇古怪的地方，因此很容易把一个给定噪声源和输出端之间的增益搞错。
噪声过程会产生非相干信号， 而且总的来说，是在很宽的频率范围内——从系统的频率上限直至接近于直流——产生非相干信号。本文的上篇介绍了器件级的噪声源，叙述了它们的产生机制以及频谱特性（参考文献 1）。但低噪声设计不仅要考虑器件问题，还要考虑电路布局的多个方面。简单的器件组合可展现实际电路中噪声项是如何组合的。
设定界限
现以一只电阻器的热噪声电压 En 为例：
 |
这一公式是由公式
 |
推导出来的。
上述两个公式表明，任何非零电阻值产生的噪声电压幅度只受测量带宽的限制。换句话说，当测量带宽趋于无穷大时，一只电阻器的热噪声测量值也趋于无穷大。这种情况并不会在实际中出现，但其原因也许不是一看就明白的。
 |
图1, 电阻器噪声模型包括寄生的并联电容。
一个简单的电阻器模型说明了这一原因（图 1）。这一物理电阻器模型包括一个与其热噪声电压 ER 串联的理想电阻值 R，和一个与R并联的寄生电容 C。电阻与其寄生电容的并联组合会限制噪声带宽。电阻增加一倍时，噪声密度会按2的平方根增加，但相同总噪声的噪声带宽则减半。这一观察结果的一个含意是：在没有另一带宽极限的情况下，电阻器模型中的并联电容将噪声极限设定为：
 |
单位是伏特的均方（参考文献 2）。另一个含意是，在进行实际全带宽噪声测量时，由于信号带宽与噪声带宽的定义不同，必须考虑到设定测量带宽的滤波器边缘（附文《用变量代换方法得到结果》）。
获取增益
最常见的低噪声电路应用场合是模拟信号输入级。输入信号可以来自传感器、天线或其它低电平信号源，这些信号源需要较大增益才能进行下一步的处理或转换成数字信号。还有些信号源可以提供平均幅度相当大的信号，但却需要使用动态范围很大的处理电路。无论何种信号源，在给定温度下，信号源的阻抗都确定噪声的最小值——SNR（信噪比）仅仅从这个值开始下降。信号源阻抗和应用电路的动态范围是选择输入级的背景条件，因为输入级通常决定系统的噪声性能。
 |
图2, 广义的增益单元模型包括放大器的以输入端为基准的电压噪声源和电流噪声源，以及一个与信号源阻抗相应的噪声电压。
现有考虑一个广义的增益单元，其输入阻抗为 ZI，电压增益为 AV（图 2）。噪声电压源 En 和噪声电流源 In 模拟以其输入节点为基准的放大器噪声。信号源有一个信号源阻抗 RS和噪声电压源 ER，ER代表信号源阻抗噪声和信号源送到放大器输入端的任何额外噪声。以输入端为基准的总噪声 Eni 可以表示为各个输入噪声项平方和再开平方根：
 |
只要考虑到放大器的有限输入阻抗和电压增益的影响，就可以计算出以输出端为基准的总噪声。你总是想在设计初期计算出或至少估算出以输入端和输出端为基准的总噪声。这两个数值对评估不同的草图设计非常有用。以输入端为基准的噪声项，可以使你抛开已设定的输入阻抗或增益，对放大器进行比较。以输出端为基准的噪声项是该放大器送到下一级信号处理电路的噪声值，必须符合该级输入端的噪声要求。
产生差分
 |
图3, 一个差分放大器可论证反馈放大器的噪声计算。
一个差分放大器可验证反馈放大器的噪声计算法（图 3）。如果你设定 R4/R3=R2/R1，则电路的传递函数为：
 |
你只要将R3和 R4合并，并且调整 V2，就可以稍微简化噪声分析（图 4）：
 |
 |
图4, 完整的噪声模型包括 7 个噪声源和 2 个信号源。在计算与放大器输入噪声源项相关的增益时要特别小心。
为了便于比较各种候选放大器，你可以从噪声电压密度和噪声电流密度的角度进行分析，这与IC制造商制订其器件技术规范的方法相同。
由于噪声源难以与其它浮动信号源相区分，输出噪声的计算只需几个步骤就可以简单地完成。未经修正的噪声源可作为和方根(root-sum-square)项合在一起。从传统信号分析的角度看，某些噪声源会出现在不同寻常的地方，如果不进行仔细地评估各个信号源的增益，就可能会得出错误的结果。例如，尽管噪声源 en1连接到求和点上，但它是位于该求和点和不倒相输入端之间，所以它的增益为 G+1，其中 G=R2/R1。同样，不倒相输入端的噪声电流不会被分流，而是全部流经 R2。
记住这些问题后，就可以通过观测确定以输出端为基准的噪声 eno：
 |
每个噪声电压源都有一个增益值：放大器输入噪声和 RP的增益为 G+1，R1的噪声为 G，R2的噪声为1。各个噪声电流都流经一个电阻，最终噪声电压在获得一个增益后出现在输出端。In1 流经 R2，并直接增大输出噪声。In2 流经 RP，并在获得不倒相增益 G+1 后对输出端噪声作出贡献。
一般来说，放大器数据表都没有给出每个输入端的独立输入噪声电压密度，而只给一个总值。除少数例外，IC放大器都使用平衡输入结构，这种结构往往在两个输入端产生相等的输入噪声幅度。要将放大器以输入端为基准的总电压噪声除以 2 ，并认为由此获得的商是 en1和en2产生的。其它模型包括一个输入噪声电压源，并将其接到放大器的一个输入端。这个输入端常常是不倒相输入端，这样可以简化图纸，并使适用于噪声源的正向增益一目了然。
适合各种应用的放大器
在过去，超低噪声运放都具有很低的转换速率、适中的增益带宽和很大的静态电流。但长期以来，业界的发展趋势一直在促使运放厂商开发更高性能器件。近几年来，DSP、微处理器和数据转换器的成本明显下降，而性能大大提高。数字信号处理的速度加快和分辨率提高，要求模拟前端的低噪声信号处理速度相应加快。这一关系在诸如医学成像、ATE 和无线通信等不同领域内是显而易见的。此外，通道带宽和通道密度也已提高，迫使设计师更加苛刻地压缩功率预算。
最新的成果给人深刻的印象：一大批放大器在过去的几个季度里进入市场。其中有 Analog Devices 公司生产的 AD8099（它也是被《EDN》杂志提名为本年度创新奖的 IC 之一），该器件是Analog Devices公司为雷达防撞系统、医疗超声信号处理系统、精密仪器等精密设备开发的。
AD8099 采用了一种新颖的前端设计，可以不必象传统设计那样要在低噪声和输入级线性度之间作出折衷。几十年来，运放设计师都在输入对管的射极通路中使用电阻器来减小第一级的跨导，并提高放大器在信号摆幅大（就运放来说，就是高于热电压大部分的部分——大约 26 mV）情况下的线性度。但不幸的是，电阻器会增加噪声，因此，大多数设计会在噪声、线性度和静态电流之间进行平衡。AD8099采用一种将噪声源置于共模路径而不是置于差模路径的方法来减少输入级跨导，从而改进了传统方法。
结果是：一个放大器在频率为 10 MHz、输出电压为2V p-p、增益为 2 时，具有 0.95 nV/的电压噪声和-90dB失真。在同样的工作条件下，售价为 1.98 美元（1000件批量）的 AD8099，其转换速率为600V/s；而增益带宽为 5 GHz，增益为 10 时，转换速率增大到 1600V/s。
AD8099 是第一款采用一种新输出引脚的放大器，Analog Devices公司提出采用这种输出引脚，为的是降低由于不倒相输入端与负电源引脚之间互感所产生的失真。新输出引脚还提供了两根输出脚：一根用作通向后面信号处理级的路径，另一根供放大器的反馈网络使用。第二根输出引脚可以简化电路板的布局，降低反馈寄生参数，从而提高放大器的稳定性。这种新运算放大器有两种封装形式：一种是 8 脚 LFCSP（引线框芯片级封装），其电感小，热特性极好；另一种则是传统的 8 脚 SOIC 封装。
德州仪器公司的 VCA8613 也是集成度很高的专用低噪声放大器的一个范例，这种8 通道可变增益放大器拟应用于要求通道数多、尺寸小、功耗低和噪声小的成像系统中。
VCA8613 的 8 个通道中每一个通道均包括一个带内置箝位二极管的 LNA（低噪声放大器）、一个压控衰减器、一个可编程增益放大器以及一个双端14MHz 输出滤波器。除了这一独特的时间增益控制通道外，8 个 LNA 还为一个 8×10 单端交叉点开关馈送信号，该开关可以通过一个串行接口编程，并可提供连续波形输出。8 个 LNA 均具有 70MHz 增益带宽，并在以时间增益控制模式工作时，在 5 MHz 频率下具有 1.2 nV/ 电压噪声，而以连续波模式工作时的电压噪声为 1.6 nV/ 。你可以对压控衰减器进行编程以设定0~29dB、0~33dB、0~36.5dB和0~40dB四种增益范围，并可对可编程放大器进行编程，以设定 21dB和26dB两种增益。
VCA8613 的每个放大器的平均功耗为 75 毫瓦，工作电压为 3V，售价为 25.40 美元（1000件批量）。德州仪器公司的这种8通道模拟前端采用TQFP-64封装。
凌特（Linear Tec