实现小型放大器驱动200 mW负载的途径

实现小型放大器驱动200 mW负载的途径

　　反馈环路稳定

　　满足负载-电容规格不容易，因为大部分运算放大器在不使用外部补偿的情况下无法驱动10 nF的容性负载。驱动大容性负载的一种经典技巧，是使用多个反馈拓扑，如图1所示。图中隔离电阻RISO将放大器输出和负载电容CLOAD隔离。 将输出信号VOUT通过反馈电阻RF进行回送，便能保持直流精度。 通过电容CF反馈放大器输出，可保持环路稳定性。

　　如需使该电路有效，RISO必须足够大，以便总负载阻抗在放大器的单位增益频率下表现出纯阻性。 这是很困难的，因为该电阻上会有电压下降。 通过分配最差情况下的剩余电压裕量，可确定RISO的最大值。 6.75 V电源以及5 V输出允许1.75 V总压差。 放大器VOH占用总压差的900 mV，因此电阻上的压降最高允许达到850 mV。 如此，便可将RISO的最大值限制为20 Ω。2 nF负载电容在该放大器的单位增益交越频率4 MHz处产生一个极点。 显然，多反馈无法满足该要求。

图1. 多反馈拓扑

　　另一种稳定重载缓冲器的方法是使用混合单位跟随器拓扑，如图2所示。这种方法通过降低反馈系数，强迫反馈环路在较低频率处发生交越，而非尝试移除负载-电容形成的极点。 由于存在负载极点，因此会产生过多相移;通过强迫环路在发生过多相移之前完成交越，便可实现电路稳定性。

　　T反馈系数是噪声增益的倒数，因此人们可能得出结论，认为这种方法摈弃了采用单位增益信号的原则。 若电路采用传统反相或同相配置，那么这种观点是正确的。但若对原理图作深入考察，便会发现两个输入均被驱动。 分析该电路的一种简便方法是将 –RF/RS反相增益与 (1 + RF/RS)同相增益相叠加。 这样便可得到以+1信号增益以及 (RS+ RF)/RS噪声增益工作的电路。 针对反馈系数和信号增益的独立控制允许该电路稳定任何大小的负载，但代价是电路带宽。

　　然而，混合单位跟随器电路具有某些缺点。 第一个问题是，噪声增益在所有频率下都很高，因此直流误差(如失调电压，VOS) 通过噪声增益而放大。 这使得满足直流规格的任务变得尤为艰难。 第二个缺点需对放大器的内部工作原理有一定了解。 该放大器具有三级架构，采用级联式米勒补偿。 输出级有自己的固定内部反馈。 这使得外部反馈环路有可能实现稳定，同时使输出级反馈环路变得不稳定。

图2. 混合单位跟随器拓扑

　　通过将两个电路的工作原理相结合，便可解决这两个缺点，如图3所示。多反馈分隔低频和高频反馈路径，并加入了足够多的容性负载隔离，从而最大程度减少输出级的稳定性问题。 利用电桥电压，通过反馈电阻RF驱动低频反馈。 利用放大器输出，通过反馈电容CF驱动高频反馈。

　　在高频时，电路还表现为混合单位跟随器。 高频噪声增益由电容阻抗确定，数值等于(CS + CF)/CF。该噪声增益允许反馈环路在一个足够低的频率上完成交越，而负载电容不会降低该频率处的稳定性。 由于低频噪声增益为单位增益，因此可保持电路的直流精度。

图3. 电桥驱动器原理图

　　保持直流精度要求十分留意信号走线，因为电路中存在大电流。从42 mA的最大负载电流中，仅需7 mΩ即可产生300μV压降;该误差已相当于放大器的失调电压。

　　解决这个问题的一种典型方法是使用4线开尔文连接，利用两个载流连接(通常称为"强制")驱动负载电流，另外两线为电压测量连接(通常称为"检测")。 检测连接必须尽可能靠近负载，以防任何负载电流流过。

　　对于桥式驱动器电路而言，检测连接应在电桥的顶部和底部直接实现。 在负载和检测线路之间不应共享任何PCB走线或线缆。 GNDSENSE连接应当经路由后回到电压源VIN。 例如，假设激励为DAC，则GNDSENSE应当连接DAC的REFGND。 电桥的GNDFORCE连接应当具有专用的走线并一路连接回到电源，因为允许桥式电流流过接地层将产生不必要的压降。