超宽带系统中ADC前端匹配电路设计介绍

超宽带系统中ADC前端匹配电路设计介绍

       3. Non-input buffer ADC前端匹配网络拓扑架构

      由于ADC的等效内阻随频率变化而且在高频时偏离理想高阻态，抗混叠滤波器ADC端负载阻抗的选择就显得尤为重要。理想ADC支持抗混叠滤波器的负载的任意选择，完全没有要求。但是内阻的变化，使得现实中ADC希望前端的抗混叠滤波器的负载阻抗可以比较小，即传统50Ohm抗混叠滤波器的设计，ADC的kOhm级的内阻相对于50Ohm而言可以忽略不计。但是现在越来越多的抗混叠滤波器需要100Ohm的负载设计，以达到前端驱动级的最优工作状态。图5以现在无线基站设计中常用的DVGA LMH6521为例，为了使整个接收链路达到最优的线性性能，推荐使用100Ohm的抗混叠滤波器。此时如果仍采用简单的100Ohm负载并联在ADC输入端的做法，随着输入信号频率的升高和输入信号带宽的增宽，ADC内阻非理想特性将越来越明显，它会直接拉低ADC侧的100Ohm负载，恶化信号的带内平坦度。

图3：DVGA最优工作状态负载要求示意图

      为了统一抗混叠滤波器的设计以简化其在不同平台项目中的移植，希望ADC侧（包括ADC等效内阻和前端匹配电路）在整个信号带宽中都呈现一致的阻抗特性例如图3应用中的100Ohm， 引入了ADC前端匹配网络如图4所示。

图4：Non-input buffer ADC前端匹配网络拓扑架构简图

      其中，

     1) R1和R2是ADC侧阻抗的主要组成部分，在假设ADC理想高阻特性的情况下，它即代表了ADC侧的负载。由于ADC有限内阻和所需的匹配网络，为了达到整体效果仍保持100Ohm负载状态，R1和R2远高于50Ohm的最优取值。R1和R2不仅决定了ADC输入pin脚的实际共模电压（VCM-Analog input common mode current*R1, ADC的性能SNR和SFDR会随着VCM的变化而发生些许改变）；而且原本也是sampling glitch的低阻泄放路径，所以不宜过大。R1和R2的取值原则为实现ADC端组合负载目标前提下的最小值，而且最大值不宜超过100Ohm。

      2) R5和R6代表ADC输入口串联的5Ohm或者10Ohm的阻尼电阻，为的是衰减可能由bonding wire寄生电感引起的震荡。

       3) 由R3-L1-L2-R4组成的网络主要是负责超宽带应用中的带内平坦度调整，它存在的意义在于此网络呈感性，阻抗随频率递增；它和随频率递减的ADC等效内阻呈反方向变化，两项并联使整体阻抗在所需频率范围内尽量保持不变。如果觉得网络过于复杂，也可以考虑将L1和L2合并为一个电感断开VCM连接；考虑分隔为两个电感仅是为VCM电流提供和R1+R2 并行的通路以减小VCM距理想值的偏移。

      4) R7-L3//C1-R8组成的网络则主要担负吸收sampling glitch的责任。在50Ohm负载抗混叠滤波器的应用中，50Ohm负载路径即相当于采样噪声的低阻泄放路径，所以R-L//C-R电路选配一般可以不加，但是当抗混叠滤波器的负载阻抗增加，例如上文中所提到的100Ohm抗混叠滤波器的应用，R-L//C-R的网络在性能要求较高的应用中建议采用。采样噪声是由采样开关的开关切换引起的。只有在ADC输入pin脚处直接引入低阻通路才可以有效的将其吸收，这就是为何RLCR网络需要尽可能的接近ADC输入管脚布局。否则，采样噪声会在dither的作用下转化为影响ADC性能的噪声从而恶化SNR和SFDR。此吸收采样噪声电路的最主要的组成部分为电容，采样噪声多为高频分量组成，对其形成低阻通路即低通电路或带通电路（对有用信号为高阻，对高频噪声为低阻）。C的取值不易过小，过小影响吸收效果，同样也不易过大，过大会严重影响输入带宽。两端串联的R不易过大25Ohm为宜，并联的电感主要是降低Q值，有助于平坦带内波动。当R3-L1-L2-R4和R7-L3//C1-R8网络共存的时候，出于带内平坦度的考量，需要移去L3形成R-CR网络。